CN113556168B - 一种针对多智能反射面的码分多址传输方法 - Google Patents

一种针对多智能反射面的码分多址传输方法 Download PDF

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Abstract

本发明属于移动通信技术领域，涉及一种针对多智能反射面的码分多址传输方法。该方案利用智能反射面可变反射系数的特性，为每个反射面配置一个时变的反射系数序列作为扩频码，对多径信号进行扩频，并利用码分多址的原理对不同反射面反射的信号进行标记，从而接收机可根据不同的扩频码对多径信号进行识别，实现多径信号的分离与合并。本发明克服了传统的基于智能反射面的无线通信***在有多径时延影响下信道容量急剧恶化的问题，并且具有较高的信道估计精度，具备更高的实用性。

Description

一种针对多智能反射面的码分多址传输方法
技术领域
本发明属于移动通信技术领域，具体涉及一种针对多智能反射面的码分多址传输方法。
背景技术
IRS(Intelligent Reflecting Surface，智能反射表面)以可对无线电传播环境进行动态配置的特性，在数据传输、网络资源优化、定位等方面有着广泛的应用前景，是新一代无线通信***的热点研究对象。具体而言，IRS由可对入射电磁波的幅度、相位、甚至极化方式进行实时调整的反射单元组成，通过在平面上集成大量低成本的反射单元，智能化地重构无线传播环境。由于材料的二维特性，IRS可灵活地安装于墙体、地面、天花板等建筑物表面，并与现有无线通信***良好兼容。尽管IRS具备如此优良的特性，部署多块IRS辅助进行数据传输时，来自不同IRS的信号往往具有不同的时延，带来码间干扰的问题，从而影响通信质量；同时，在信道估计以及定位等场景下，也需对多径信号的时延等信息进行区分和提取。当前IRS的研究工作尚主要着眼于单个IRS的通信性能，以及对IRS系数的优化，缺乏针对上述问题的研究。
传统的多径分离方案常采用基于扩频的码分多址技术，利用扩频码字的自相关特性，通过滑动相关分离出多径，并进一步可以通过延时加权相加以合并多径信号。然而上述传统方案不能直接应用于多个IRS的通信***，若发射机发送一个扩频信号，接收机虽然可以分离出多径，但无法将多径信号与多个IRS进行匹配，限制了其在信道估计以及定位等场景中的应用。
发明内容
IRS可时变的反射系数为解决上述问题提供了可能：利用码分多址的思想，为每个IRS配置不同的时变反射系数序列作为扩频码，则用户可以利用接收信号与某一个IRS的扩频码进行滑动相关运算，即可在分离出多径信号的同时区分不同的IRS。本发明利用IRS可变反射系数的能力，对来自不同IRS的信号进行分离与合并。
为更好地对本发明进行说明，先介绍本发明技术方案所用到的术语和***结构。
BS：Base Station，基站。
CDMA：Code Division Multiple Access，码分多址。
CRLB：Cramér–Rao Lower Bound，克拉美罗下界。
DFT：Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换。
IRS：Intelligent Reflecting Surface，智能反射面，可以根据不同的偏置电压动态地改变自身电磁特性，从而优化无线信号的幅度、相位甚至极化方式。
MIRS-CDMA：Multiple Intelligent Reflecting Surfaces Assisted IndoorPositioning，多智能反射面辅助的码分多址。
MSE：Mean Squared Error，均方误差。
SNR：Signal-to-Noise Ratio，信噪比。
UE：User-End，用户端。
图1所示为本发明MIRS-CDMA***示意图：
在MIRS-CDMA***中，假定基站与用户天线数均为1，IRS单元数以及IRS的个数分别为N和K，每个IRS具有一个如下的时变反射系数向量对自身进行标识：
Figure GDA0004123372300000021
式中φk可根据信道信息进行调整，实现反射波束的重构；
Figure GDA0004123372300000022
用于扩频，以实现码分多址，可以进一步表示为
Figure GDA0004123372300000023
其中θk[n]＝θk(nTc)，
Figure GDA0004123372300000024
为周期为G的离散时间序列，Tc为码片长度，Π(t)为矩形脉冲函数，定义为
Figure GDA0004123372300000025
当θk[n]为0和π二元取值时，
Figure GDA0004123372300000026
可以构建m序列；此外，Zadoff-Chu(ZC)序列和DFT序列可分别由下式进行构建：
Figure GDA0004123372300000031
考虑基站发射信号为
Figure GDA0004123372300000032
其中sm为数字调制符号，Ts＝GTc为符号长度，由此可知发射信号经过IRS反射后，频谱扩大为原来的G倍，因此G也被称作扩频增益。
本发明假设独立平坦的瑞利衰落信道，并用H0、
Figure GDA0004123372300000033
和
Figure GDA0004123372300000034
分别表示BS-UE、BS-IRSk以及IRSk-UE的信道，其中
Figure GDA0004123372300000035
hk与gk中的每个元素独立同分布于
Figure GDA0004123372300000036
以及
Figure GDA0004123372300000037
不失一般性地，假设BS与IRS同步，并设BS-UE链路的信号到达时刻为t0，由第k个IRS的第l个单元反射的信号(相对于BS-UE链路)时延为τkl。则t时刻用户的接收信号可表示为
Figure GDA0004123372300000038
其中
Figure GDA0004123372300000039
为单边带功率谱密度为N0的高斯白噪声。
本发明采用的技术方案为：
一种针对多智能反射面的码分多址传输方法，包括天线数为1的发送端Tx与接收端Rx，M个单元数为N的智能反射面IRS，用H0、
Figure GDA00041233723000000310
和
Figure GDA00041233723000000311
分别表示Tx-RX、Tx-IRSk以及IRSk-Rx的信道系数，传输方法包括：
发送端：
S1、发射基带信号为
Figure GDA00041233723000000312
其中sm为数字调制符号，Ts为符号长度；Π(t)为矩形脉冲函数，定义为
Figure GDA0004123372300000041
S2、Tx对发送数据逐帧进行发送，并在每帧前后添加长度为
Figure GDA0004123372300000042
的训练符号s，以便收端进行信道估计，其中
Figure GDA0004123372300000043
为整数集；
智能反射面：
S3、每个IRS设置一个如下的时变反射系数向量对自身进行标识：
Figure GDA0004123372300000044
式中φk根据信道信息进行调整，实现反射波束的重构；
Figure GDA0004123372300000045
用于扩频，以实现码分多址，进一步表示为
Figure GDA0004123372300000046
其中θk[n]＝θk(nTc)，为周期为G的离散时间序列，
Figure GDA0004123372300000047
Tc＝Ts/G为码片长度；
当θk[n]为0和π二元取值时，
Figure GDA0004123372300000048
可用于构建m序列；此外，Zadoff-Chu(ZC)序列和DFT序列分别由下式进行构建：
Figure GDA0004123372300000049
Figure GDA00041233723000000410
Tx与IRS同步，并令Tx-RX链路的信号到达时刻为t0，由第k个IRS的第l个单元反射的信号相对于Tx-RX链路时延为τkl，因此经过IRS反射后，t时刻到达收端的信号r(t)为
Figure GDA00041233723000000411
其中
Figure GDA00041233723000000412
为单边带功率谱密度为N0的高斯白噪声；
接收端：
S4、采用相关检测法对多径信号进行识别，令最大多径时延不超过训练符号长度Tp，并令s＝1，发送起始时刻为0，因此[t0,t0+Tp]时间区间内的接收信号简化为
Figure GDA00041233723000000413
S41、对于TX-RX链路，用接收信号的样本均值作为H0的估计，即
Figure GDA0004123372300000051
S42、对于第k个IRS反射的信号，令
Figure GDA0004123372300000052
并用滑动相关进行检测，即
Figure GDA0004123372300000053
其中argmax返回前N个局部最大值点；
S43、根据
Figure GDA0004123372300000054
得到如下所示Hkl的估计：
Figure GDA0004123372300000055
S5、计算各支路加权系数，并对采样输出进行延时加权合并，具体为：
S51、计算各支路加权系数，在最大比合并中，加权系数正比于信号幅度，反比于干扰加噪声的功率，令TX-RX与TX-IRSkl-RX链路的加权系数为α0与αkl，对于多径时延趋于0的场景，有
Figure GDA0004123372300000056
式中Hk＝∑lHkl；用S4得到的信道系数的估计值
Figure GDA0004123372300000057
代替真实值H，即可得出相应的支路加权系数；
类似地，对于不同IRS之间的相对多径时延超过一个符号长度Ts的场景，加权系数为
Figure GDA0004123372300000058
S52、获得各支路的采样输出，对于第m个传输符号sm，令其起始时刻为tm，则TX-RX与TX-IRSkl-RX链路的采样输出分别为
Figure GDA0004123372300000059
与
Figure GDA0004123372300000061
S53、合并输出结果为
Figure GDA0004123372300000062
收端对合并输出后的信号进行最大似然判决，即可恢复出原始数据。
本发明的有益效果为：
本发明提出了一种针对多智能反射面的码分多址传输方案。该方案利用智能反射面可变反射系数的特性，为每个反射面配置一个时变的反射系数序列作为扩频码，对多径信号进行扩频，并利用码分多址的原理对不同反射面反射的信号进行标记，从而接收机可根据不同的扩频码对多径信号进行识别，实现多径信号的分离与合并。本发明克服了传统的基于智能反射面的无线通信***在有多径时延影响下信道容量急剧恶化的问题，并且具有较高的信道估计精度，具备更高的实用性。
附图说明
图1：本发明提出的智能反射面码分多址***示意图；
图2：多径时延趋于零时的信道估计精度。
图3：多径时延不为零时的信道估计精度。
图4：多径时延趋于零时的遍历信道容量。
图5：多径时延大于一个符号长度时的遍历信道容量。
具体实施方式
在发明内容部分已经对本发明的技术方案进行了详细描述，下面结合附图和仿真示例说明本发明的实用性。
在图2-5仿真示例中，除非特殊说明，均采用扩频增益$G＝839$的序列，信道衰减配置为
Figure GDA0004123372300000063
dB，SNR定义为Tc/N0。
图2给出了多径时延趋于零时所提方案的MSE随SNR的性能曲线，其中2(a)与采用DFT序列的***性能进行了比较，仿真参数配置为N＝64和K＝4；2(b)比较了K＝2和4，N＝256情况下列的***性能；图中的符号ε表示对应的CRLB。从图2(a)中可以看出，采用ZC序列的***具有平台效应，而DFT序列的性能接近于CRLB。这是由于ZC序列不满足零均值和零互相关特性，因此存在多径干扰；尽管DFT序列满足上述性质，然而其自相关函数并不是狄拉克δ函数，因此无法应用于存在多径时延的场景。同时，图2(a)的结果表明，***的MSE性能在低SNR下靠近CRLB，在高SNR下靠近渐近线。此外，结合图2(a)和2(b)可知，当采用不完美的扩频信号时，增加反射面单元数或反射面块数会提高估计误差。
图3给出了存在多径时延场景时，所提信道估计方法在N＝64和K＝2条件下，经过标准化之后的理论性能界，其中图3(b)将
Figure GDA0004123372300000071
降低为-40dB。同时，由于DFT序列不再适用，图3只给出了ZC序列的仿真。从图中可以看出，本发明所提的估计方法在高信噪比下具有良好的估计精度(略大于或小于10％)。此外，随着链路平均功率的降低，对信道估计精度也会相应降低。
图4给出了多径时延为0时的遍历信道容量曲线，并与不采用CDMA的***性能进行对比，其中参数设置为N＝64和K＝4，图4(a)中扩频增益设置为839，图4(b)中设置为127。图4的结果表明，本发明所提方案的信道容量有明显的提升，且采用ZC序列作为扩频码的***性能与理想扩频码非常接近。
图5给出了多径时延超过一个符号长度时的遍历信道容量曲线，参数配置与图4一致，并与K＝2的情况进行比较。图5的结果表明，遍历容量随着SNR的提升而增加，但是增长速率逐渐降低，这是由于ZC序列不完美的均值和相关特性导致的多径残余干扰。同时，若不采用CDMA，多径干扰将严重影响***传输性能，使得容量接近于0。
可见，本发明提出的智能反射面码分多址方案具有较高的信道估计精度，并且克服了传统的基于IRS的无线通信***在有多径时延影响下信道容量急剧恶化的问题，具备更高的实用性。

Claims (1)

1.一种针对多智能反射面的码分多址传输方法，包括天线数为1的发送端Tx与接收端Rx，M个单元数为N的智能反射面IRS，用H0、
Figure FDA0004123372290000011
和
Figure FDA0004123372290000012
分别表示Tx-RX、Tx-IRSk以及IRSk-Rx的信道系数，其特征在于，所述传输方法包括：
发送端：
S1、发射基带信号为
Figure FDA0004123372290000013
其中sm为数字调制符号，Ts为符号长度；Π(t)为矩形脉冲函数，定义为
Figure FDA0004123372290000014
S2、Tx对发送数据逐帧进行发送，并在每帧前后添加长度为Tp＝PTs的训练符号s，
Figure FDA00041233722900000112
其中
Figure FDA00041233722900000113
为整数集；
S3、每个IRS设置一个如下的时变反射系数向量对自身进行标识：
Figure FDA0004123372290000015
式中φk根据信道信息进行调整，实现反射波束的重构；
Figure FDA0004123372290000016
用于扩频，以实现码分多址，进一步表示为
Figure FDA0004123372290000017
其中θk[n]＝θk(nTc)，为周期为G的离散时间序列，
Figure FDA0004123372290000018
Tc＝Ts/G为码片长度；
当θk[n]为0和π二元取值时，
Figure FDA0004123372290000019
用于构建m序列；此外，Zadoff-Chu(ZC)序列和DFT序列分别由下式进行构建：
Figure FDA00041233722900000110
Figure FDA00041233722900000111
Tx与IRS同步，并令Tx-RX链路的信号到达时刻为t0，由第k个IRS的第l个单元反射的信号相对于Tx-RX链路时延为τkl，因此经过IRS反射后，t时刻到达接收端的信号r(t)为
Figure FDA0004123372290000021
其中
Figure FDA0004123372290000028
为单边带功率谱密度为N0的高斯白噪声；
接收端：
S4、采用相关检测法对多径信号进行识别，令最大多径时延不超过训练符号长度Tp，并令s＝1，发送起始时刻为0，因此[t0,t0+Tp]时间区间内的接收信号简化为
Figure FDA0004123372290000022
S41、对于TX-RX链路，用接收信号的样本均值作为H0的估计，即
Figure FDA0004123372290000023
S42、对于第k个IRS反射的信号，令
Figure FDA0004123372290000024
并用滑动相关进行检测，即
Figure FDA0004123372290000025
其中argmax返回前N个局部最大值点；
S43、根据
Figure FDA0004123372290000026
得到如下所示Hkl的估计：
Figure FDA0004123372290000027
S5、计算各支路加权系数，并对采样输出进行延时加权合并，具体为：
S51、计算各支路加权系数，在最大比合并中，加权系数正比于信号幅度，反比于干扰加噪声的功率，令TX-RX与TX-IRSkl-RX链路的加权系数为α0与αkl，对于多径时延趋于0的场景，有
Figure FDA0004123372290000031
式中Hk＝∑lHkl；用S4得到的信道系数的估计值
Figure FDA0004123372290000032
代替真实值H，即可得出相应的支路加权系数；
同理对于不同IRS之间的相对多径时延超过一个符号长度Ts的场景，加权系数为
Figure FDA0004123372290000033
S52、获得各支路的采样输出，对于第m个传输符号sm，令其起始时刻为tm，则TX-RX与TX-IRSkl-RX链路的采样输出分别为
Figure FDA0004123372290000034
与
Figure FDA0004123372290000035
S53、合并输出结果为
Figure FDA0004123372290000036
接收端对合并输出后的信号进行最大似然判决，恢复出原始数据。
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