CN110808641A

CN110808641A - 一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑

Info

Publication number: CN110808641A
Application number: CN201911057811.4A
Authority: CN
Inventors: 柯光洁; 陈乾宏; 徐立刚; 温振霖; 任小永; 张之梁
Original assignee: Jiangsu Zhanxin Semiconductor Technology Co Ltd; Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Jiangsu Zhanxin Semiconductor Technology Co Ltd; Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2019-11-01
Filing date: 2019-11-01
Publication date: 2020-02-18

Abstract

本发明公开了一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，控制模块输出高频逆变器的驱动方波信号，使得高频逆变器的输出电压为双频或多频电压的混合叠加。经原边多频共用补偿网络后，双频或多频电流同时激励原边发射线圈，通过磁场耦合将多频能量并行传输到到接收模块，接收模块实现双频或多频能量分离，解耦传输，分别输出频率为各频率的交流电压或电流，分别整流滤波后再组合输出给负载供电。谐振参数的设计使得不同频率下的输出随互感变化趋势不一致，组合输出后得到随互感变化不敏感的输出电压或电流，大大减小了因发射线圈与接收线圈相对位置改变导致的输出波动，保证了高偏移工况下的无线电能传输***的稳定输出。

Description

一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑

技术领域

本发明涉及一种具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，属于电能变换领域。

背景技术

感应式无线电能传输利用磁场耦合实现“无线供电”，即采用原副边完全分离的非接触变压器，通过高频磁场的耦合传输电能，使得在能量传递过程中原边(供电侧)和副边(用电侧)无物理连接。与传统的接触式供电相比，非接触供电使用方便、安全，无火花及触电危险，无积尘和接触损耗，无机械磨损和相应的维护问题，可适应多种恶劣天气和环境，便于实现自动供电，具有广泛的应用前景。

然而，非接触变压器原副边相对位置改变使得变压器参数大范围变化，导致***输出的波动和传输效率的显著下降，限制了WPT技术的推广与应用。为了提高无线电能传输***的抗偏移能力，奥克兰Mickel Budhia,John T.Boys,Grant A.Covic and Chang-Yu Huang,"Development of a Single-Sided Flux Magnetic Coupler for ElectricVehicle IPT Charging Systems"IEEE Transactions on Industrial Electronics,vol.60,no.1,Ja₁nuary 2013提出在非接触变压器副边两绕组(被简称DD绕组) 中间叠加与副边绕组重叠的第三绕组(被简称Q绕组)，减小次级输出功率的横向错位敏感度，较好地解决了错位时处于“进、出磁通完全抵消”的“感应盲点”而影响变压器功率传输能力的问题。但是这种DDQ的绕组结构仅能改善非接触变压器在横向错位条件下的输出特性，对原副边垂直距离的变化(即气隙变化)，这种“DDQ”的绕组结构的输出特性仍有很大变化。考虑到实际应用中非接触变压器原副边之前气隙大小以及错位情况的不确定性，仍需要进一步探讨研究。

中国专利201720241345.5，一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路利用非接触变换器，在恒压源激励下输出特性与非接触变压器原副边耦合系数(互感)成反比，在恒流源激励下输出特性与非接触变压器原副边耦合系数(互感)成正比的特性，将电压源与电流源复合激励，组合输出，减小因互感改变而引起的***输出波动。L.Zhao,D.J.Thrimawithana,U.K.Madawala,A.P.Hu,and C.C. Mi.A misalignment-tolerantseries-hybrid wireless EV ch₁rging system with integrated magnetics, IEEETransactions on Power Electronics,2019,34(2):1276-1285.提出将LCC/LCC补偿拓扑与S/S 补偿拓扑在输入侧串联、输出侧串联连接，获得随互感非单调变化的输出特性，提高错位容忍度。但是已有的组合输出提高错位容忍度的技术方案均需要两套变压器绕组，用铜量大，成本高；且外特性受限于非接触变压器的结构，在角向、对角线等复杂错位工况下交叉原副边的磁通耦合不可忽略，导致组合变换器的输出特性复杂，参数设计困难，只能在某些特定偏移方向下获得稳定的输出。考虑到实际应用中，原副边相对位置的偏移可能是任意方向的，需要提出新的解决方案。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提出一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，在任意偏移方向下均具有较小的输出波动。

技术方案：一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，包括直流电源、高频逆变器、原边多频共用补偿网络、原边发射线圈、接收模块、负载，以及控制模块；

所述控制模块输出所述高频逆变器的驱动方波信号；所述高频逆变器的输出为双频或多频电压或电流的混合叠加，频率包括f₁、f₂、……f_n，n≥2；所述原边多频共用补偿网络采用LC高阶补偿拓扑，与所述原边发射线圈构成原边谐振网络，谐振频率为f₁、f₂、……f_n，多频能量同时驱动原边发射线圈，通过磁场耦合到接收模块；

所述接收模块包括与频率数相同数量的接收单元，每个接收单元包括选频网络、补偿网络和能量耦合线圈，n个接收单元分别输出频率为f₁、f₂、……f_n的交流电压或电流，再分别经整流滤波单元整流滤波后组合输出给负载供电。

进一步的，所述控制模块控制所述高频逆变器中开关管的开关频率或导通时间，实现所述高频逆变器输出频率为f₁、f₂……与f_n的电压或电流的混合叠加。

进一步的，所述控制模块输出频率为f的方波信号驱动所述高频逆变器，所述高频逆变器输出频率f的基波与n次谐波正弦电压叠加的方波电压，所述频率f₁、f₂、……、f_n为基波与/或三次与/ 或五次或任意高阶奇次谐波频率。

进一步的，所述控制模块在周期T时间内分时输出频率为f₁、f₂、……、f_n的方波信号，各频率方波信号的长度分别为t₁、t₂、……t_n，满足t₁+t₂+……+t_n≤T，实现分时复用，并通过调整t₁、t₂、…… 及t_n的时间比例实现输出调节。

进一步的，通过对所述LC高阶补偿拓扑的参数设计使所述原边谐振网络输出电压增益或电流增益与所述原边谐振网络的等效负载无关。

进一步的，所述选频网络为LC混合网络。

进一步的，所述原边多频共用补偿网络包括实现所述LC高阶补偿拓扑的参数切换的开关或采用开关电容或电感调谐，所述控制模块输出所述原边多频共用补偿网络的开关、开关电容或电感的驱动信号，使所述原边谐振网络在t₁时间内在频率f₁谐振，t₂时间内在频率f₂谐振，……，t_n时间内在频率f_n谐振，满足t₁+t₂+……+t_n≤T，实现多频能量分时传输，且其输出电压增益或电流增益与所述原边谐振网络的等效负载无关。

进一步的，所述原边发射线圈为单绕组或双绕组或多绕组结构，两个或多个绕组共用一个原边多频共用补偿网络，任意两个绕组之间不存在磁通耦合或者串联LC选频网络实现解耦控制。

一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，包括直流电源、高频逆变器、原边多频共用补偿网络、原边发射线圈、接收模块、负载，以及控制模块；

所述控制模块输出所述高频逆变器的驱动方波信号；所述高频逆变器的输出为双频或多频电压或电流的混合叠加，频率包括f₁、f₂、……f_n，n≥2；所述原边多频共用补偿网络采用LC高阶补偿拓扑，与所述原边发射线圈构成原边谐振网络，谐振频率为f₁、f₂、……f_n，且所述原边谐振网络输出电压增益或电流增益与所述原边谐振网络的等效负载无关，多频能量同时驱动原边发射线圈，通过磁场耦合到接收模块；

所述接收模块包括副边接收线圈、副边多频共用补偿网络、多频共用整流滤波电路；所述副边多频共用补偿网络为高阶LC网络，与副边接收线圈组成副边谐振网络，所述副边多频共用补偿网络包括实现参数切换的开关；所述控制模块输出副边多频共用补偿网络的开关驱动信号，使副边谐振网络在t_i时间内的谐振频率为f_i，且所述副边谐振网络输出电压增益或电流增益与副边谐振网络的等效负载无关；所述副边多频共用补偿网络在t_i时间内输出频率为f_i的交流信号经整流滤波后给负载供电。

所述控制模块在周期T时间内分时输出频率为f₁、f₂、……、f_n的方波信号作为所述高频逆变器的驱动信号，各频率的方波信号的长度分别为t₁、t₂、……t_n，并满足t₁+t₂+……+t_n≤T，并通过调整 t₁、t₂、……及t_n的时间比例实现输出调节；

所述原边多频共用补偿网络采用LC高阶补偿拓扑，与所述原边发射线圈构成原边谐振网络，谐振频率为f₁、f₂、……f_n，且所述原边谐振网络输出电压增益或电流增益与原边谐振网络的等效负载无关，实现多频能量分时驱动原边发射线圈，通过磁场耦合到接收模块；

所述接收模块包括依次相连的副边接收线圈、副边多频共用补偿网络与整流滤波单元，所述副边多频共用补偿网络为LC高阶补偿拓扑，与副边接收线圈组成副边谐振网络，在t_i时间内输出频率为f_i的交流信号，经整流滤波后给负载供电。

一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，包括直流电源、高频逆变器、原边发射模块、接收模块、负载以及控制模块；

所述控制模块输出所述高频逆变器的驱动方波信号，所述高频逆变器的输出为双频或多频电压或电流的混合叠加，频率包括f₁、f₂、……f_n，n≥2；所述原边发射模块包括与频率数相同数量的发射单元，每个发射单元包括选频网络、补偿网络与发射线圈，n个发射单元分别输出频率为f₁、f₂、…… f_n的交流电压或交流电流，且输出电压增益或电流增益与所述发原边发射模块的等效负载无关；

所述接收模块包括与频率数相同数量的接收单元，每个接收单元包括选频网络、补偿网络和接收线圈，分别输出频率为f₁、f₂、……f_n的交流电压或电流，再分别经整流滤波单元整流滤波后组合输出给负载供电。

有益效果：1、本发明将多频能量组合输出，并使得不同频率下的输出随互感变化趋势不一致，组合输出后得到随互感变化不敏感的输出电压或电流或功率，减小了因发射线圈与接收线圈相对位置改变导致的输出波动，保证了高偏移工况下的无线电能传输***的稳定输出。

2、本发明中增加了选频网络实现多频能量的解耦控制，避免了交叉耦合互相影响，使得外特性不受变压器结构限制，在发生任意方向偏移时，恒定输入条件下***仍可以具有稳定的输出电压或输出电流，提高了***的抗偏移能力。

3、本发明中通过波形控制、分时复用以及基波谐波综合利用来公用逆变器，引入多频公用谐振网络，公用原边激励线圈，使得变压器原边只需一套绕组，节省材料，有利于减小变压器体积和重量。

附图说明

图1是本发明无线电能传输拓扑电路结构图一；

图2是本发明无线电能传输拓扑电路结构图二；

图3是本发明无线电能传输拓扑电路结构图三；

图4是本发明无线电能传输拓扑电路结构图四；

图5是本发明无线电能传输拓扑双频信号共用原边逆变器的电路示意图；

图6是本发明无线电能传输拓扑利用谐波实现多频能量并行传输的拓扑及谐波分量示意图，其中图6(a)是电路示意图，图6(b)是谐波分量示意图；

图7是图1～图6所示拓扑的原边电路等效示意图，其中图7(a)为采用多频电压信号激励的原边等效电路图；图7(b)为采用多频电流信号激励的原边等效电路图；

图8是本发明无线电能传输拓扑副边采用双绕组结构的电路示意图；

图9是本发明无线电能传输拓扑副边采用单绕组结构的电路示意图；

图10是本发明无线电能传输拓扑实现多频能量分时传输的电路结构图一；

图11是本发明无线电能传输拓扑实现多频能量分时传输的电路结构图二；

图12本发明无线电能传输拓扑实现多频能量分时传输的电路结构图三；

图13本发明的无线电能传输拓扑实现多频能量分时传输的电路结构图四；

图14是图8是所述拓扑的一种具体电路结构示意图及其等效电路图，其中图14(a)是电路结构示意图；图14(b)是等效电路图；

图15是本发明采用原边多频共用补偿网络结构一且接收模块输出并联的电路示意图；

图16是本发明采用原边多频共用补偿网络结构二且接收模块输出并联的电路示意图；

图17是本发明采用原边多频共用补偿网络结构三且接收模块输出并联的电路示意图；

图18是本发明采用原边多频共用补偿网络结构四且接收模块输出并联的电路示意图；

图19是本发明采用原边多频共用补偿网络结构五且接收模块输出并联的电路示意图；

图20是本发明无线电能传输拓扑的采用接收模块结构一电路示意图；

图21是本发明无线电能传输拓扑的采用接收模块结构二电路示意图；

图22是本发明无线电能传输拓扑的采用接收模块结构三电路示意图；

图23本是发明采用原边多频共用补偿网络结构一且接收模块输出串联的电路示意图；

图24是本发明采用原边多频共用补偿网络结构二且接收模块输出串联的电路示意图；

图25是本发明采用原边多频共用补偿网络结构三且接收模块输出串联的电路示意图；

图26是本发明采用原边多频共用补偿网络结构四且接收模块输出串联的电路示意图；

图27是本发明采用原边多频共用补偿网络结构五且接收模块输出串联的电路示意图；

图28是本发明的无线电能传输拓基于图9所示拓扑的具体实现电路一；

图29是本发明的无线电能传输拓基于图9所示拓扑的具体实现电路二；

图30是本发明的无线电能传输拓基于图9所示拓扑的具体实现电路三；

图31是本发明的无线电能传输拓基于图9所示拓扑的具体实现电路四；

图32是本发明的无线电能传输拓基于图9所示拓扑的具体实现电路五；

图33是本发明的无线电能传输拓基于图13所示拓扑的具体实现电路一；

图34是本发明的无线电能传输拓基于图13所示拓扑的具体实现电路二；

图35是本发明的无线电能传输拓基于图13所示拓扑的具体实现电路三；

图36是本发明的无线电能传输拓基于图11所示拓扑的具体实现电路一；

图37是本发明的无线电能传输拓基于图11所示拓扑的具体实现电路二；

图38是本发明的无线电能传输拓基于图11所示拓扑的具体实现电路三及开关控制信号示意图；其中图38(a)是电路示意图；图38(b)是开关控制信号；

图39是本发明无线电能传输拓扑采用原边多绕组结构一示意图；

图40是本发明无线电能传输拓扑采用原边多绕组结构二示意图；

图41是本发明无线电能传输拓扑采用原边多绕组结构三示意图；

图42是本发明无线电能传输拓扑采用原边多绕组结构四示意图；

图43是本发明无线电能传输拓扑采用原边多绕组结构五示意图；

图44是本发明无线电能传输拓扑测试实例输出电压的仿真结果；

图45是本发明无线电能传输拓扑测试实例在耦合系数为0.15时副边接收模块的输出电压波形；

图46是本发明无线电能传输拓扑测试实例在耦合系数为0.35时副边接收模块的输出电压波形；

其中：1-直流电源；2-高频逆变器；3-原边多频共用补偿网络；4-原边发射线圈；5_1-f₁#接收模块，其中谐振网络输出频率为f₁的电压或电流；5_2-f₂#接收模块，其中谐振网络输出频率为f₁的电压或电流；6-负载；7-控制模块；5-接收模块，其中谐振网络分时输出频率为f₁、f₂的电压或电流； L_p-原边发射线圈自感，L_s-副边发射线圈自感，V_in-直流输入电压，v_AB-高频逆变器输出方波电压，i₁₂- 高频逆变器输出电流，V_{AB_1}-高频逆变器输出基波电压的有效值，V_{AB_3}-高频逆变器输出三次谐波电压的有效值，I_{AB_1}-高频逆变器输出基波电流的有效值，I_{AB_3}-高频逆变器输出三次谐波电流的有效值， i_p-流过发射线圈电流，i_p1-流过基波发射线圈电流，i_p2-流过谐波发射线圈电流，i_s1-流过基波接收线圈电流，i_s2-流过谐波接收线圈电流，i₁-f₁#接收模块整流桥输入电流，v₁-f₁#接收模块整流桥输入电压， i₂-f₂#接收模块整流桥输入电流，v₂-f₂#接收模块整流桥输入电压，I_{p_1}-流过发射线圈得基波电流的有效值，I_{p_3}-流过发射线圈得三次谐波电流的有效值，I_p1-流过基波发射线圈电流的有效值，I_p2-流过谐波发射线圈电流的有效值，I_{s1_1}-流过基波接收线圈的基波电流的有效值，I_{s1_3}-流过基波接收线圈的三次谐波电流的有效值，I_{s2_1}-流过谐波接收线圈的基波电流的有效值，I_{s2_3}-流过谐波接收线圈的三次谐波电流的有效值，I₁-f₁#接收模块整流桥输入电流的有效值，V₁-f₁#接收模块整流桥输入电压的有效值，I₂-f₂#接收模块整流桥输入电流的有效值，V₂-f₂#接收模块整流桥输入电压的有效值，ω_{_1}-基波谐振频率，ω_{_3}-三次谐波谐振频率,ω_{_m}-m次谐波谐振频率，I_o-直流输出电流，V_o-直流输出电压，R_L- 负载电阻。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

本发明提出一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，适用于不同类型磁耦合机构和绕组形式(如圆形、方形、DD形和导轨型等)，旨在实现多频能量的解耦控制，避免交叉耦合的影响，提高无线电能传输***的错位容忍度。

图1给出了本发明的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑的基本电路组成形式，***结构上包括直流电源1、高频逆变器2、原边多频共用补偿网络3、原边发射线圈4、接收模块5、负载6，以及控制模块7。连接关系上，直流电源1、高频逆变器2、原边多频共用补偿网络3与原边发射线圈4依次串联连接，控制模块7输出高频逆变器2的驱动方波信号，使得高频逆变器2的输出电压为双频或多频电压或电流的混合叠加，频率分别记为f₁、f₂、……f_n，n≥2。原边多频共用补偿网络3在频率f₁与频率f₂与……频率f_n谐振，双频或多频电流同时激励原边发射线圈4，通过磁场耦合将多频能量并行传输到接收模块5。接收模块5包含与频率数相同数量的接收单元，每个接收单元包括选频网络与补偿网络，选频网络、补偿网络与对应的接收线圈组成谐振网络，被调理至不同的谐振频率，实现双频或多频能量分离，解耦传输，分别输出频率为f₁、f₂、……f_n的交流电压或电流，分别整流滤波后再组合输出给负载供电。

其中，高频逆变器2可以为n个逆变器的组合，如图2所示，n个逆变器的输入端并联连接到直流电源V_in，控制模块输出n个驱动信号，频率分别为为f₁、f₂、……f_n，n为大于等于2的整数。引入相同数量的隔离变压器T_r1，T_r2，…T_m将n个逆变器输出的方波电压在次级侧串联叠加，从而实现***的多频输入。如图3所示，每个逆变器串联LC谐振网络，在相应的激励频率下谐振，即

其中i＝1，2，……，n，L⁽ⁱ⁾为第i个逆变器串联的LC谐振网络中的电感值， C⁽ⁱ⁾为第i个逆变器串联的LC谐振网络中的电容值，将对应逆变器的输出电压转为电流源输入。引入隔离变压器T，n个原边绕组中流过频率分别为f₁、f₂……与f_n的激励电流，在副边绕组中感应相应频率的电压，从而实现***的多频输入。如图4所示，每个逆变器的输出与对应隔离变压器T_ri之间串联谐振电容C⁽ⁱ⁾，满足

其中i＝1，2，……，n，L_TP ⁽ⁱ⁾为隔离变压器T_ri原边绕组的自感，在副边绕组中感应出频率为f_i的电流，隔离变压器的次级侧并联连接将多频电流并联叠加，从而实现***的多频输入。

此外还可以通过控制逆变器中每个开关管的开关频率和导通时间，将高频逆变器的输出电压或电流波形调制成理想的波形，使其可以分解为双频或多频电压或者电流的叠加。以双频***为例，如图5所示，高频逆变器采用全桥逆变器，控制模块7输出频率分别为f₁和f₂的方波电压，分别驱动全桥逆变器的两个桥臂，两个桥臂中点分别输出频率为f₁和f₂的方波电压，高频逆变器的输出电压为两个桥臂中点的电压差，可以分解为f₁和f₂频率的两个电压的叠加。

如图6(a)所示，控制模块7输出频率为f的方波信号，驱动高频逆变器2，高频逆变器的工作频率为f，输出频率为f的方波电压v₁₂，如图6(b)所示，根据傅里叶分解，可以将v₁₂展开为基波和所有n阶奇次谐波的迭加，满足

其中ω_{_m}＝mω_{_1}，ω_{_1}＝2πf，则逆变器输出电压的基波有效值V_{AB_1}和(2n-1)次谐波有效值 v_{AB_2n-1}为：

原边多频共用补偿网络3的谐振频率为f₁、f₂、……、f_n，其中f_n＝(2n-1)f₁，即f₁为基波谐振频率，f_n为(2n-1)次谐波谐振频率，下文中为了说明工作原理，我们默认f₁＝f，但需要注意的是，在实际应用中为了获得输入感性相角，实现软开关，通常设计工作频率会略微偏离基波谐振频率，允许工作频率与谐振频率有一定偏差。

根据叠加定理，可以将图1～图6所示的本发明的无线电能传输拓扑的原边电路等效为图7所示，高频逆变器2的输出为双频或多频电压源的串联叠加或者双频或多频电流源的并联叠加，作为原边多频共用补偿网络3的输入，原边多频共用补偿网络3与原边发射线圈4构成原边谐振网络，谐振频率为f₁、f₂、……、f_n，实现多频能量同时驱动发射线圈。

为凸显本发明的设计重点、说明工作原理，下面以f₁与f₂双频能量并行传输的无线电能传输拓扑为例，阐明电路的具体组成和参数设计方法，其余双频或多频拓扑推导与相关结论类似，不做赘述，其电路基本组成如图8和图9所示。图8与图9的原边电路相同，发射线圈同时传输频率为f₁与f₂的双频能量，原边多频共用补偿网络3和发射线圈4构成原边谐振网络，满足在f₁频率下，谐振网络的输出电压增益与该网络的等效负载无关，f₂频率下，谐振网络的输出电流增益与该网络的等效负载无关；或者满足在f₁频率时，谐振网络输出电流增益与该网络的等效负载无关，f₂频率下，谐振网络输出电压增益与该网络的等效负载无关。区别在于图8中原边发射线圈L_p与接收单元5_1 的能量接收线圈L_s1、接收单元52的能量接收线圈L_s2构成非接触变压器，M₁为L_p与L_s1之间的互感，M₂为L_p与L_s2之间的互感，M_s12为L_s1与L_s2之间的互感；而图9中原边发射线圈L_p与接收单元 5_1的能量接收线圈L_s构成非接触变压器，M为L_p与L_s之间的互感，接收单元5_2的能量接收线圈 L_b与电感L_a以及互感M_s构成耦合电感，L_s与电感L_a串联连接，L_s耦合原边激励线圈中的双频能量，通过耦合电感在L_b产生频率f₂的感应电压或电流，再利用f₁选频网络与f₂选频网络将f₁与f₂频率的能量进行分离提取，组合输出。

如图10所示，原边多频共用谐振网络3还可以引入开关实现LC参数切换或者引入开关电容或者电感调谐，控制模块7输出原边多频共用谐振网络3中的开关、开关电容或电感的驱动信号，使得谐振网络在t₁时间内在频率f₁谐振，t₂时间内在频率f₂谐振，t₁+t₂≤T，实现多频能量分时传输。副边电路结构与图8相同，接收单元5_1在t₁时间内输出频率为f₁的电压或电流，接收单元5_2在 t₂时间内输出频率为f₂的电压或电流。需要说明的是，这里的副边接收模块还可以采用图9所示电路结构。图11给出了副边接收模块的另一种实现方式，包括接收线圈L_s、多频共用补偿网络、整流滤波单元，省略了选频网络，类似于原边多频共用补偿网络3，副边多频共用补偿网络也采用LC高阶补偿拓扑，与接收线圈L_s构成谐振网络，谐振频率为f₁与f₂，在t_i时间内输出频率为f_i的交流信号，经整流滤波后与负载相连，其中1≤i≤n。反过来，图11也可以在副边多频共用补偿网络中引入开关实现LC参数切换或者引入开关电容或者电感调谐，原边多频共用补偿网络采用LC高阶补偿拓扑。

图12、图13给出了本发明的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑采用多频能量分时复用的方式另外两种电路实现方式，相比于图10、图11，区别在于原边电路实现的不同，控制模块7 在周期T时间内分时输出频率为f₁与f₂的方波信号，其中频率f₁的方波信号的长度为t₁，频率f₂的方波信号的长度为t₂，满足t₁+t₂≤T，实现分时复用，并通过调整t₁与t₂的时间比例实现输出调节。

围绕图8～图13所示的五种基本电路结构，下面给出具体实施例来更加清楚地说明本发明的技术方案。考虑到副边双绕组结构中的两个接收线圈实现解耦控制，以下实施例均未考虑互感M_s12，不能以此来限制本发明的保护范围。

图14～图27给出了本发明的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑采用图8所示的结构形式的具体电路实现，图28～图32给出了本发明的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑采用图 9所示的结构形式的具体电路实现，图33～图35给出了本发明的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑采用图13所示的结构形式的具体电路实现，图36～图38给出了本发明的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑采用图10所示的结构形式的具体电路实现。图33～图38旨在说明本发明的无线电能传输拓扑采用分时复用方法时，具体电路实现方式及参数设计方法。

在以下实施例中，除非特别说明，频率f₁与f₂默认取为基波与三次谐波，其余频率的推导与相关结论类似，工作频率为f，允许f与f₁间存在一定的偏差，谐振频率满足：

ω_{_1}＝2πf₁，ω_{_3}＝2πf₂＝6πf₁ (3)

图14(a)给出了本发明基于图8的一种具体电路实现拓扑，原边多频共用补偿网络由电感L₁和电容C组成，L₁、C和原边激励线圈L_p组成T型谐振网络，如图13(b)所示，v_p、i_p分别为谐振网络的输出电压、电流。非接触变压器副边为双绕组结构，f₁#选频网络由电容C_sx1与电感L_sx1并联连接组成，f₁#补偿网络为LCC补偿网络，由电容C_s1、C_s2与电感L_sr1组成，接收线圈L_s1与f₁#选频网络串联连接；f₂#选频网络由电容C_sx2与电感L_sx2并联连接组成，f₂#补偿网络为串联补偿网络，C_s3为补偿电容，接收线圈L_s2与f₂#选频网络串联连接。f₁#接收模块5_1与f₂#接收模块5_2的输出并联连接，给负载R_L供电。

原边多频共用补偿网络参数满足：

则可以求得基波频率下输出电流有效值I_{p_1}和三次谐波频率下输出电压有效值V_{p_3}分别为：

可以看到谐振频率为ω_{_1}时，谐振网络的输出电流与该网络的等效负载无关，谐振频率为ω_{_3}时，谐振网络的输出电压与该网络的等效负载无关。

选频网络元件参数满足：

f₁#选频网络与f₂#选频网络的阻抗Z_{x1_m}与Z_{x2_m}分别为：

其中ω_{_m}为m次谐波频率，ω_{_m}＝mω_{_1}。由于L_sx1、C_sx1与L_sx2、C_sx2均为并联谐振，谐振频率下阻抗为无穷大，阻碍f₁#接收模块中三次谐波和f₂#接收模块中基波的传输，从而在副边网络中实现能量解耦传输。

副边谐振元件参数满足：

根据电路基本理论可以推得f₁#接收模块整流桥输入电流的有效值I₁、f₂#接收模块整流桥输入电流的有效值I₂分别为：

直流输出电流I_o为：

可以看到输出电流与负载无关，在变负载条件下可以实现恒流输出。此外f₁#接收模块的输出电流与互感M₁的值成正比变化，f₂#接收模块的输出电流与互感M₂的值成反比变化，当偏移工况下， M₁与M₂变化趋势相同，即同增或同减时，f₁#接收模块的输出电流变化与f₂#接收模块的输出电流变化在一定程度上可以相互抵消，减小输出对偏移的敏感度。以气隙增大为例，M₁与M₂均减小，对应的I₁减小，而I₂增大，通过合理设计变压器及谐振元件参数，使得I₂的增加量补偿I₁的减小量，则可以在一定偏移工况内实现恒定电流输出，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

图14中的原边多频共用补偿网络3还可以采用图15～图19所示的原边多频共用补偿网络，设计图15～图19中的原边多频共用补偿网络参数，如表1所示，使得谐振频率为ω_{_1}时，谐振网络的输出电流与该网络的等效负载无关，谐振频率为ω_{_3}时，谐振网络的输出电压与该网络的等效负载无关。则基于式(9)、(10)，可以进一步推得本发明的图15～图20的外特性，如表1所示，可以发现图 15～图19所示电路拓扑具有与图14所示电路拓扑相似的外特性，即f₁#接收模块的输出电流与互感 M₁的值成正比变化，f₂#接收模块的输出电流与互感M₂的值成反比变化，当偏移工况下，M₁与M₂变化趋势相同，即同增或同减时，f₁#接收模块的输出电流变化与f₂#接收模块的输出电流变化在一定程度上可以相互抵消，减小输出对偏移的敏感度。需要注意的是，相比于图14，图15～图19的原边多频共用补偿网络具有多个可调自由变量，以图15为例，相比图14，图15引入了一个补偿电容C₂，则通过调节补偿电容C₂的容值，可以保证高频逆变器的软开关。

表1：图15～图19原边多频共用补偿网络补偿参数与输出直流电流

此外，图14中的接收模块5也可以是图20～图22中给出的电路拓扑。下面分别说明电路参数取值与工作原理：

如图20所示，非接触变压器副边为双绕组结构，f₁#选频网络由电容C_sx1与电感L_sx1并联连接组成，f₁#补偿网络为串联补偿网络，C_s3为补偿电容，接收线圈L_s1与f₁#选频网络串联连接；f₂#选频网络由电容C_sx2与电感L_sx2并联连接组成，f₂#补偿网络为LCC补偿网络，由电容C_s1、C_s2与电感L_sr1组成，接收线圈L_s2与f₂#选频网络串联连接。f₁#接收模块5_1与f₂#接收模块5_2的输出串联连接，给负载R_L供电。选频网络元件参数满足：

f₁#选频网络与f₂#选频网络的阻抗Z_{x1_m}与Z_{x2_m}分别为：

副边谐振元件参数满足：

根据电路基本理论可以推得直流输出电压V_o为：

可以看到输出电压与负载无关，在变负载条件下可以实现恒压输出。此外f₁#接收模块的输出电压与互感M₁的值成正比变化，f₂#接收模块的输出电压与互感M₂的值成反比变化，当偏移工况下， M₁与M₂变化趋势相同，即同增或同减时，f₁#接收模块的输出电压变化与f₂#接收模块的输出电压变化在一定程度上可以相互抵消，减小输出对偏移的敏感度。以气隙增大为例，M₁与M₂均减小，对应的V₁减小，而V₂增大，通过合理设计变压及谐振元件参数，使得V₂的增加量补偿V₁的减小量，则可以在一定偏移工况内实现恒定电压输出，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

如图21所示，非接触变压器副边为双绕组结构，f₁#选频网络由电容C_sx1与电感L_sx1串联连接组成，f₁#补偿网络为LCC补偿网络，由电容C_s1与电感L_sr1组成，接收线圈L_s1与C_s1串联连接后与f₁# 选频网络并联连接，再串联L_sr1；f₂#选频网络由电容C_sx2与电感L_sx2并联连接组成，f₂#补偿网络为串联补偿网络，C_s3为补偿电容，接收线圈L_s2与f₂#选频网络串联连接。f₁#接收模块5_1与f₂#接收模块5_2的输出并联连接，给负载R_L供电。选频网络元件参数满足：

f₁#选频网络与f₂#选频网络的阻抗Z_{x1_m}与Z_{x2_m}分别为：

其中ω_{_m}为m次谐波频率，ω_{_m}＝mω_{_1}。由于L_sx2与C_sx2并联谐振，谐振频率下阻抗为无穷大，阻碍f₂#接收模块中基波能量的传输，L_sx1与C_sx1串联谐振，谐振频率下阻抗为零，给三次谐波电流提供一个低阻回路，将基波接收线圈中三次谐波能量旁路，从而在副边网络中实现基波与谐波能量的分离与解耦传输。

副边谐振元件参数满足：

则根据电路基本理论可以推得直流输出电流I_o为：

可以看到输出电流表达式与图14输出电流表达式相同，与图14具有相似的外特性。

如图22所示，非接触变压器副边为双绕组结构，f₁#选频网络由电容C_sx1与电感L_sx1并联连接组成，f₁#补偿网络为串联补偿网络，C_s3为补偿电容，接收线圈L_s1与f₁#选频网络串联连接；f₂#选频网络由电容C_sx2与电感L_sx2串联连接组成，f₂#补偿网络为LCC补偿网络，由电容C_s1、C_s2与电感L_sr1组成，接收线圈L_s2与C_s1串联连接后与f₂#选频网络、电容C_s2并联连接，再串联L_sr1。f₁#接收模块块5_1与f₂#接收模块块5_2的输出串联连接，给负载R_L供电。选频网络元件参数满足：

f₁#选频网络与f₂#选频网络的阻抗Z_{x1_m}与Z_{x2_m}分别为：

其中ω_{_m}为m次谐波频率，ω_{_m}＝mω_{_1}。由于L_sx1与C_sx1并联谐振，谐振频率下阻抗为无穷大，阻碍f₁#接收模块中谐波能量的传输，L_sx2与C_sx2串联谐振，谐振频率下阻抗为零，给f₂#接收模块中的基波电流提供了一个低阻回路，将基波能量旁路，从而在副边网络中实现基波与谐波能量的分离与解耦传输。

副边谐振元件参数满足：

根据电路基本理论可以推得直流输出电压V_o为：

输出电压表达式与图20输出电压表达式相同，与图20具有相似的外特性。通过合理设计变压及谐振元件参数，可以在一定偏移工况内实现恒定电压输出，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

类似的，图15～图19中的接收模块也可以采用图20～图22中的电路形式，具有相似的输出特性，这里不再赘述。

图23～图27给出了本发明基于图8的另外五种电路实现形式，副边接收模块拓扑均与图13中给出的接收模块5相同，参数设计也相同，这里不再赘述，区别在于图13中f₁#接收模块的输出与 f₂#接收模块的输出并联连接后给负载供电，而图23～图27中f₁#接收模块的输出与f₂#接收模块的输出串联连接后给负载供电。下面以图23为例说明电路组成、谐振网络参数选取与工作原理：

如图23所示，原边多频共用补偿网络由电感L₁、电容C和电容C₂组成，L₁、C、C₂和原边激励线圈L_p组成T型谐振网络，与图15中的原边多频共用补偿网络相同，但是谐振元件参数不同，这里原边多频共用补偿网络参数满足：

可以求得谐波频率下输出电流有效值I_{p_3}和基波频率下输出电压有效值V_{p_1}分别为：

则谐振频率为ω_{_3}时，谐振网络的输出电流与该网络的等效负载无关，谐振频率为ω_{_1}时，谐振网络的输出电压与该网络的等效负载无关。

进一步由式(8)根据电路可以推得f₁#接收模块整流桥输入电压的有效值V₁、f₂#接收模块整流桥输入电压的有效值V₂分别为：

直流输出电压V_o为：

可以看到输出电压与负载无关，在变负载条件下可以实现恒压输出。此外f₁#接收模块的输出电压与互感M₁的值成反比变化，f₂#接收模块的输出电压与互感M₂的值成正比变化，当偏移工况下， M₁与M₂变化趋势相同，即同增或同减时，f₁#接收模块的输出电压变化与f₂#接收模块的输出电压变化在一定程度上可以相互抵消，减小输出对偏移的敏感度。

类似的，我们可以设计图24～图27中的原边补偿网络参数，使得谐振频率为ω_{_3}时，谐振网络的输出电流与该网络的等效负载无关，谐振频率为ω_{_1}时，谐振网络的输出电压与该网络的等效负载无关。表2列出了图24～图27的原边补偿网络参数取值与直流输出电压，可以看到图24～图27所示电路拓扑具有与图23所示电路拓扑相似的外特性。需要注意的是，这里图27中的双频不是指基波频率与谐波频率，高频逆变器可以采用图5中给出的电路拓扑，且控制模块7给出的驱动频率满足f₂≈1.3f₁。

表2图24～图27原边多频共用补偿网络补偿参数与输出直流电流

图28～图32给出了本发明的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑采用图9所示的结构形式的具体电路实现，其中原边多频补偿网络采用图18中的电路结构，原边谐振网络在基波频率下输出电流有效值I_{p_1}和三次谐波频率下输出电压有效值V_{p_3}分别为：

可以看到谐振频率为ω_{_1}时，谐振网络的输出电流与该网络的等效负载无关，谐振频率为ω_{_3}时，谐振网络的输出电压与该网络的等效负载无关。对应地，会在副边绕组上产生与负载无关的基波感应电压为ω_{_1}MI_{p_1}，与互感M成正比变化；同时会在副边绕组上的产生与负载无关的谐波感应电流为V_{p_3}/(ω_{_3}M)，与互感M成反比变化。图28～图32通过耦合电感将副边绕组上的感应电流转换为电压，再利用选频网络分离出谐波能量，得到一个与互感M成反比变化的输出电压或者电流；同时f₁# 选频网络分离出基波能量，得到一个与互感M成正比变化的输出电压或者电流。基波与谐波能量解耦传输再组合供电，得到一个随M非单调变化的输出电压或者电流，能有效减小偏移条件下的输出波动，提高抗偏移特性。需要注意的是，图28～图32中的原边多频补偿网络3也可采用图14～图17、图19以及图23～图27中的电路结构。

如图28所示，非接触变压器采用原边单绕组，副边单绕组结构。副边绕组L_s同时拾取基波f₁与谐波f₂双频能量，与原边激励绕组L_p间的互感为M。电感L_a、电感L_b与互感M_s构成耦合电感。 f₁#选频网络由电容C_sx1与电感L_sx1串联连接组成，f₁#补偿网络为T型补偿网络，由电感L_a、L_sr1与电容C_s1、C_s2组成，L_s、L_a与C_s1串联连接后与f₁#选频网络并联连接，L_sr2并联在f₁#选频网络两端，再与L_sr1串联。f₂#选频网络由电容C_sx2与电感L_sx2并联连接组成，f₂#补偿网络为串联补偿，补偿电容为C_s3，L_b与f₂#选频网络串联连接。f₁#接收模块5_1与f₂#接收模块5_2的输出串联连接，给负载 R_L供电。选频网络元件参数满足：

f₁#选频网络与f₂#选频网络的阻抗Z_{x1_m}与Z_{x2_m}分别为：

副边谐振元件参数满足：

根据电路基本理论可以推得直流输出电压V_o为：

可以看到输出电压与负载无关，在变负载条件下可以实现恒压输出。此外f₁#接收模块的输出电压与互感M的值成正比变化，f₂#接收模块的输出电压与互感M的值成反比变化，输出电压随M非单调变化，能够有效减小输出波动，进一步地，通过合理设计变压器参数及谐振元件参数，可以使得在发生偏移时，恒定输入条件下***仍可以具有稳定的输出电压，提高了***的抗偏移能力。

如图29所示，f₁#选频网络由电容C_sx1与电感L_sx1串联连接组成，f₁#补偿网络为T型补偿网络，由电感L_a、L_sr1与电容C_s1、C_s2组成，L_s、L_a与C_s1串联连接后与f₁#选频网络并联连接，L_sr2并联在 f₁#选频网络两端，再与L_sr1串联。f₂#选频网络由电容C_sx2与电感L_sx2串联连接组成，f₂#补偿网络由电容为C_s3、C_s4组成，电感L_b与f₂#选频网络、f₂#补偿网络并联连接。电感L_a、电感L_b与互感M_s构成耦合电感。f₁#接收模块5_1与f₂#接收模块5_2的输出串联连接，给负载R_L供电。选频网络元件参数满足：

f₁#选频网络与f₂#选频网络的阻抗Z_{x1_m}与Z_{x2_m}分别为：

其中ω_{_m}为m次谐波频率，ω_{_m}＝mω_{_1}。L_sx2与C_sx2、L_sx1与C_sx1均为串联谐振，谐振频率下阻抗为零，给f₁#接收模块中三次谐波电流以及f₂#接收模块中的基波电流提供一个低阻回路，从而在副边网络中实现基波与谐波能量的分离与解耦传输。

副边谐振元件参数满足：

根据电路基本理论可以推得直流输出电压V_o为：

与图28的输出电压表达式相同，具有相似的外特性。通过合理设计变压及谐振元件参数，可以在一定偏移工况内实现恒定电压输出，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

如图30所示，f₁#接收模块与f₂#接收模块的电路构成与图29相似相似，区别在于将电感L_sr2替换为电容C_s2，将电容C_s3替换为电感L_sr2，f₁#接收模块5_1与f₂#接收模块5_2的输出并联连接，给负载R_L供电。副边谐振元件参数满足：

其中，

则根据电路基本理论可以推得直流输出电流I_o为：

可以看到输出电流与负载无关，在变负载条件下可以实现恒流输出，且输出电流随M非单调变化，通过合理设计变压及谐振元件参数，可以在一定偏移工况内实现恒定电流输出，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

如图31所示，选频网络与图29相同，f₁#补偿网络由电感L_a、L_sr1与电容C_s1组成，L_s、L_a与 C_s1串联连接后与f₁#选频网络并联连接，再与L_sr1串联。f₂#补偿网络由电容为C_s2、C_s3组成，谐波接收线圈L_b与C_s2串联连接后与f₂#选频网络并联连接，再与C_s3串联。f₁#接收模块5_1与f₂#接收模块 5_2的输出并联连接，给负载R_L供电。副边谐振元件参数满足：

根据电路基本理论可以推得直流输出电流I_o为：

如图32所示，f₁#接收模块电路构成与图30的f₁#接收模块电路相同。谐波选频与图28的f₂#选频网络相同，f₂#补偿网络由电容为C_s3和电感L_sr2组成，谐波接收线圈L_b与f₂#选频网络串联连接后，与电容C_s3并联，再与电感L_sr2串联。f₁#接收模块5_1与f₂#接收模块5_2的输出并联连接，给负载 R_L供电。副边谐振元件参数满足：

其中，

根据电路基本理论可以推得直流输出电流I_o为：

图33给出了本发明的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑采用图13的所示的结构形式的具体电路实现。控制模块7在周期T时间内分时输出频率为f₁与f₂的方波信号，其中频率f₁的方波信号的长度为t₁，频率f₂的方波信号的长度为t₂，满足t₁+t₂≤T，实现分时复用，并通过调整t₁与 t₂的时间比例实现输出调节。非接触变压器采用原边单绕组与副边单绕组结构，频率f₁能量传输通道与频率f₂能量传输通道共用原边补偿网络3、发射线圈L_p、接收线圈L_s、副边补偿网络与整流滤波网络，且不需要选频网络。图33原边电路与图18中的原边电路相同，副边多频共用补偿网络采用LCC补偿网络结构，接收线圈L_s与电容C_s1串联后，与电感L_sr1并联，再串联电容C_s2。副边谐振网络参数满足：

根据电路基本理论可以推得f₁频率下接收模块整流桥输入电压的有效值V₁、f₂频率下接收模块整流桥输入电压的有效值V₂分别为：

谐振网络在t₁时间内输出频率为f₁的交流电压，在t₂时间内输出频率为f₂的交流电压，经整流滤波后与负载相连，直流输出电压V_o为：

可以看到输出电压与负载无关，在变负载条件下可以实现恒压输出，且输出电压随M非单调变化，通过合理设计变压及谐振元件参数，可以在一定偏移工况内实现恒定电压输出，提高无线电能传输***的抗偏移特性，同时可以调整t₁与t₂的时间比例实现输出调节。

需要注意的是，由于副边多频共用补偿网络与原边多频共用补偿网络均在频率f₁、f₂、……、f_n下谐振，且具有相似的特性，因此本实施例中副边多频共用补偿网络也可以采用图13～图27中的原边多频共用补偿网络拓扑，区别在于副边多频共用补偿网络要求在多个谐振频率下，谐振网络的输出电压均与该网络的等效负载无关，或者输出电流均与该网络的等效负载无关，这里不再赘述。图 34和图35给出了两个示例，图34中副边多频共用补偿网络与图24中原边多频共用补偿网络对称，图35中副边多频共用补偿网络与图23中原边多频共用补偿网络对称。类似的，图33中的原边多频共用补偿网络也可采用图13～图27中的原边多频共用补偿网络拓扑，补偿参数设计相同。

图14～图35的原边多频共用补偿网络均通过固定参数设计来实现在频率f₁与f₂处谐振，还可以通过参数切换或者开关电容/电感网络调谐来实现在频率f₁与f₂处谐振，也属于本发明的保护范围。图36～图38给出了本发明的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑采用图11所示的结构形式的具体电路实现示例。

如图36所示，控制模块7在周期T时间内分时输出频率为f₁与f₂的方波信号，其中频率f₁的方波信号的长度为t₁，频率f₂的方波信号的长度为t₂，满足t₁+t₂≤T，实现分时复用。原边多频共用补偿网络由电感L₁、电容C₁、C₂与开关管K组成，开关管K与电容C₁串联连接，电容C₂与发射线圈L_p串联连接，L_p支路与电容C₁串联支路并联连接后，再与电感L₁串联。副边多频共用补偿网络谐振元件参数满足：

原边开关管K断开，原边多频共用补偿网络3等效为串联补偿，开关管K闭合，原边多频共用补偿网络3等效为LCL补偿，谐振元件参数满足：

基波频率下输出电压有效值V_{p_1}和三次谐波频率下输出电流有效值I_{p_3}分别为：

可以看到开关管K断开时，谐振频率为ω_{_1}，此时谐振网络的输出电压与该网络的等效负载无关；开关管K闭合时，谐振频率为ω_{_3}，此时谐振网络的输出电流与该网络的等效负载无关。控制模块7 控制开关管K在时间t₂内闭合，则谐振网络在t₁时间内输出频率为f₁的交流电流，在t₂时间内输出频率为f₂的交流电流，经整流滤波后与负载相连，根据电路基本理论可以推得直流输出电流I_o为

输出电流与负载无关，在变负载条件下可以实现恒流输出，且输出电流随M非单调变化，通过合理设计变压及谐振元件参数，可以在一定偏移工况内实现恒定电流输出，提高无线电能传输*** 的抗偏移特性，同时可以调整t₁与t₂的时间比例实现输出调节。需要注意的是，副边多频共用补偿网络也可类似引入开关管K切换补偿参数。

如图37所示，原边多频共用补偿网络由电感L₁、电容C₁组成，发射线圈L_p与电容C₁并联连接，再与电感L₁串联，电感L₁为可调电感，电感值可动态调控，类似的，电容C₁也可采用开关电容形式。图37旨在说明本发明的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑同样可引入开关电容或者电感调谐。副边多频共用补偿网络与图36相同。原边谐振元件参数满足：

其中L₁ ⁽¹⁾为t1时间内L₁的等效感值，L₁ ⁽²⁾为t2时间内L₁的等效感值，对应地，f₁频率下输出电压有效值V_{p_1}和f₂谐波频率下输出电流有效值I_{p_3}分别为：

可以看到t1时间内谐振频率为ω_{_1}，此时谐振网络的输出电压与该网络的等效负载无关；t2时间内谐振频率为ω_{_3}，此时谐振网络的输出电流与该网络的等效负载无关。控制模块(7)控制电感L₁在 t₁时间内感值为L₁ ⁽¹⁾，在t₂时间内感值为L₂ ⁽¹⁾，则谐振网络在t₁时间内输出频率为f₁的交流电流，在t₂时间内输出频率为f₂的交流电流，经整流滤波后与负载相连，根据电路基本理论可以推得直流输出电流I_o为

输出电流与负载无关，在变负载条件下可以实现恒流输出，且输出电流随M非单调变化，通过合理设计变压及谐振元件参数，可以在一定偏移工况内实现恒定电流输出，提高无线电能传输*** 的抗偏移特性，同时可以调整t₁与t₂的时间比例实现输出调节。类似的，副边多频共用补偿网络也可类似引入开关电容或者电感调谐。

如图38(a)所示，控制模块输出频率为f的方波信号，作为高频逆变器的驱动信号。原边多频共用补偿网络由电感L₁、L₂、电容C₁、C₂、C₃和开关K₁、K₂组成，发射线圈L_p与电容C₃串联连接，电容C₂与开关K₂串联连接，电容C₁与开关K₁串联再与电感L₂串联，L_p串联支路与C₂串联支路并联再与L₂串联。

开关K₁、K₂的控制信号如图38(b)所示，开关K₁、K₂互补导通，Δt₁时间内，v_g(K₁)为正，K₁闭合、K₂断开；Δt₂时间内，v_g(K₂)为正，K₁断开、K₂闭合。原边谐振元件参数满足：

Δt₁时间内，原边多频共用补偿网络等效为串联补偿，谐振频率为f₁；At₂时间内，原边多频共用补偿网络等效为LCL补偿，谐振频率为f₂，多频能量分时传输。根据电路基本理论可以求得f₁频率下输出电压有效值V_{p_1}和f₂频率下输出电流有效值I_{p_3}分别为：

I_{p_3}＝ω_{_3}C₂V_{AB_3}＝ω_{_1}C₂V_{AB_1}，V_{p_1}＝V_{AB_1} (93)

可以看到ω_{_1}谐振频率下谐振网络的输出电压与该网络的等效负载无关；ω_{_3}谐振频率下，谐振网络的输出电流与该网络的等效负载无关。进一步地，直流输出电流I_o为：

可以看到输出电流与负载无关，在变负载条件下可以实现恒流输出，且输出电流随M非单调变化，通过合理设计变压及谐振元件参数，可以在一定偏移工况内实现恒定电流输出，提高无线电能传输***的抗偏移特性，同时可以调整t₁与t₂的时间比例实现输出调节。类似的，副边多频共用补偿网络也可类似引入开关电容或者电感调谐。

本发明的多频能量并行传输的无线电能传输拓扑也可以采用原边多绕组结构，这里以原边双绕组结构为例，给出了几种电路结构示例，如图39～图43所示。其中L_p1、L_p2分别为两个原边线圈的自感，L_s1、L_s2为副边两个接收线圈的自感，M₁为L_p1与L_s1之间的互感，M₂为L_p2与L_s2之间的互感，定义M_s12为L_s1与L_s2之间的互感，M_p12为L_p1与L_p2之间的互感。直流电源1、高频逆变器2与谐振网络依次串联连接；f₁#接收模块5_1的输出端与f₂#接收模块52的输出串联或并联连接后，与负载相连接。需要注意的是，两个发射线圈L_p1、L_p2实现解耦控制，可以设置原边两绕组的线圈结构与连接关系，使得发射线圈L_p1与发射线圈L_p2各部分磁通耦合相对关系不一致，正向耦合和反向耦合同时存在，发射线圈L_p1的电流在发射线圈L_p2各部分中产生的磁通部分相抵，使得L_p1电流在L_p2中产生的磁通代数和接近于零，互感M_p12接近于零；也可以在L_p1与L_p2中分别串联f₁#选频网络与 f₂#选频网络，实现基波与谐波在电气上的解耦控制，类似的，互感两个线圈也实现解耦控制。参考图28～图32，这里副边也可以采用单绕组结构，不再赘述。

如图39所示，原边两发射线圈L_p1、L_p2分别设有独立的补偿网络，其中L_p1采用LCC型补偿，补偿网络由电感L₁、C₁、C₂组成；L_p2采用串联电容补偿，补偿网络为电容C₃。两部分补偿网络的输入端并联连接到高频逆变器的输出端。线圈L_p1、L_p2还分别串联有f₁#选频网络(L_x1与C_x1并联)与 f₂#选频网络(L_x2与C_x2并联)，选频网络元件参数满足：

f₁#选频网络与f₂#选频网络的阻抗Z_{x1_m}与Z_{x2_m}分别为：

其中ω_{_m}为m次谐波频率，ω_{_}x＝mω_{_1}。由于L_x1与C_x1、L_sx2、L_x2与C_x2均为并联谐振，谐振频率下阻抗为无穷大，阻碍f1#接收模块中三次谐波和f2#接收模块中基波的传输，从而在原边网络中实现能量解耦传输。原边谐振元件参数满足：

根据电路基本理论可以推得，基波频率下流过发射线圈L_p1电流有效值L_{p_1}和三次谐波频率下副边绕组电流在发射线圈L_p2产生的感应电压有效值V_{ind_3}分别为：

可以看到谐振频率为ω_{_1}时，流过发射线圈L_p1电流恒定，与负载无关，谐振频率为ω_{_3}时，副边绕组电流在发射线圈L_p2产生的感应电压恒定，与负载无关。

则根据电路基波理论可以推得直流输出电流I_o为：

输出电流与负载无关，在变负载条件下可以实现恒流输出。此外f₁#接收模块5_1的输出电流与互感M₁的值成正比变化，f₂#接收模块5_2的输出电流与互感M₂的值成反比变化，当偏移工况下， M₁与M₂变化趋势相同，即同增或同减时，f₁#接收模块的输出电流变化与f₂#接收模块的输出电流变化在一定程度上可以相互抵消，减小输出对偏移的敏感度。

如图40所示，非接触变压器原边采用双绕组结构，补偿电容C₁与L_p1串联连接，补偿电容C₂与L_p2串联连接；L_x1与C_x1串联连接组成f₁#选频网络，与线圈L_p2所在之路并联连接，L_x2与C_x2并联连接组成f₂#选频网络，与线圈L_p2串联连接。副边接收电路与图23相同，需要注意的是，本实施例要求副边f₁#选频网络与基波接收线圈串联连接。原边选频网络元件参数满足：

f₁#选频网络与f₂#选频网络的阻抗Z_{x_m}与Z_{x_m}分别为：

其中ω_{_m}为m次谐波频率，ω_{_m}＝mω_{_1}。由于L_x1与C_x1串联谐振，谐振频率下阻抗为零，给基波电流提供了一个低阻回路；L_x2与C_x2均为并联谐振，谐振频率下阻抗为无穷大，阻碍基波电流流过谐波发射线圈，从而在原边网络中实现能量解耦传输。

原边谐振元件参数满足：

根据电路基本理论可以推得，三次谐波频率下流过发射线圈L_p2电流有效值I_{p_3}和基波频率下副边绕组电流在发射线圈L_p1产生的感应电压有效值V_{ind_1}分别为：

可以看到谐振频率为ω_{_1}时，副边绕组电流在基波发射线圈L_p1产生的感应电压恒定，与负载无关；谐振频率为ω_{_3}时，流过谐波发射线圈L_p2电流恒定，与负载无关。

副边谐振元件参数满足式(8)，可以推得直流输出电压V_o为：

可以看到f₁#接收模块的输出电压与互感M₁的值成反比变化，f₂#接收模块的输出电压与互感M₂的值成正比变化，通过合理设计变压及谐振元件参数，可以在一定偏移工况内实现恒定电压输出，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

特别地，基波发射线圈与谐波发射线圈不存在磁通耦合时，L_p1与L_p2互相解耦，L_x2与C_x2并联连接组成的f₂#选频网络可以省略，如图41所示；但是在L_p1与L_p2间存在磁通耦合M_p12时，L_p2中的三次谐波能量会互感M_p12耦合到L_p1，影响输出特性，这时为了实现双频能量的解耦传输，L_x1与 C _x1并联连接组成的选频网络是必不可少的，否则工作在基波频率ω_{_1}时，流过L_p1中的电流也会在副边绕组上产生感应电压，导致基波频率下副边绕组上感应电压与负载相关，失去恒压特性。此外为了增加参数设计自由度，还可以在L_x1、C_x1串联之路两端并联电容，如图42所示，原边谐振元件参数满足：

其中

此时三次谐波频率下流过发射线圈L_p2电流有效值I_{p_3}和基波频率下副边绕组电流在发射线圈L_p1产生的感应电压有效值V_{ind_1}分别为：

对应的直流输出电压V_o为：

如图43所示，非接触变压器原边采用双绕组结构，副边接收电路与图14相同，需要注意的是，本实施例要求副边f₁#选频网络与基波接收线圈串联连接。电感L₁、电容C₁、电感L₂与电容C₂组成 LCLC双频谐振网络，参数满足：

流过基波发射绕组L_p1的基波电流有效值I_{p1_1}与三次谐波电流有效值I_{p1_3}分别为：

可以看到I_{p1_1}与I_{p1_3}均与负载无关。L_x1与C_x1串联连接组成f₁#选频网络，与发射线圈L_p2并联连接，参数满足：

L_x1与C_x1串联谐振，谐振频率下阻抗为零，给基波电流提供了一个低阻回路，则L_p2中只流过谐波电流。可以推得，三次谐波频率下副边谐波接收绕组电流在L_p2产生的感应电压有效值V_{ind_3}为：

V_{ind_3}＝I_{p1_e}ω_{_3}L_p2 (111)

感应电压V_{ind_3}恒定，与负载无关。副边谐振元件参数满足式(8)，可以推得直流输出电流I_o为：

可以看到输出电流与负载无关，在变负载条件下可以实现恒流输出。此外f₁#接收模块的输出电流与互感M₁的值成正比变化，f₂#接收模块的输出电流与互感M₂的值成正比变化，通过合理设计变压及谐振元件参数，可以在一定偏移工况内实现恒定电流输出，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

测试实例：

为验证本发明的可行性，以图28所示的无线电能传输拓扑为例，进行了仿真验证。下表为本测试所采用的谐振电感、电容的具体取值。

表3：谐振元件参数

L<sub>1</sub>(μH)	C<sub>1</sub>(nF)	C<sub>3</sub>(nF)	C<sub>2</sub>(nF)	L<sub>p</sub>(μH)	L<sub>s</sub>(μH)	C<sub>s1</sub>(nF)	C<sub>sx1</sub>(nF)	M<sub>s</sub>(μH)
									9.78	194.77	13.912	39.84	30	38	36.51	57.286	10.02
C<sub>sx2</sub>(nF)	L<sub>sx2</sub>(μH)	C<sub>s3</sub>(nF)	L<sub>a</sub>(μH)	L<sub>sr1</sub>(μH)	L<sub>sr2</sub>(μH)	L<sub>sx1</sub>(μH)	L<sub>b</sub>(μH)	L<sub>2</sub>(μH)
									62.61	56	40.16	16.7	48	54.4	6.8	16.7	7

本测试的输入电压V_in为30V，工作频率f₀为85kHz，则基波谐振频率ω_{_1}＝2πf₀，谐波谐振频率 ω_{_3}＝6πf₀。取负载电阻R_L为20Ω和40Ω，不同耦合系数

下直流输出电压的仿真结果如图44所示。可以看到本发明所提出的基于多频能量并行传输的无线电能传输拓扑的输出电压在变负载条件下波动很小，近似保持恒定，具有与负载无关的输出特定；此外本发明所提出的无线电能传输拓扑还能够有效提高无线供电***的抗偏移能力。如图44所示，非接触变压器的耦合系数从0.1变化到0.5，5倍的耦合系数变化范围内，输出电压V_o的波动ξ仅为1.37(定义ξ＝V_om1x/V_omin)。对于这种采用原边单绕组、副边单绕组结构非接触变压器的无线电能传输拓扑，其输出波动仅跟耦合系数范围相关，而不受限于非接触变压器原副边的相对偏移方向，因此可以在任意偏移方向下保持稳定的输出，极大地提高***的抗偏移性能。

图45和图46分别给出了本测试实例耦合系数为k＝0.15与k＝0.35时，基波输出模块与谐波输出模块输出电压的波形图，可以看到基波与谐波实现了解耦控制；且基波输出模块的输出电压幅值随着耦合系数的增大而增大，而谐波输出模块的输出电压随着耦合系数的增大而减小，与理论分析一致。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，其特征在于：包括直流电源(1)、高频逆变器(2)、原边多频共用补偿网络(3)、原边发射线圈(4)、接收模块(5)、负载(6)，以及控制模块(7)；

所述控制模块(7)输出所述高频逆变器(2)的驱动方波信号；所述高频逆变器(2)的输出为双频或多频电压或电流的混合叠加，频率包括f₁、f₂、……f_n，n≥2；所述原边多频共用补偿网络(3)采用LC高阶补偿拓扑，与所述原边发射线圈(4)构成原边谐振网络，谐振频率为f₁、f₂、……f_n，多频能量同时驱动原边发射线圈(4)，通过磁场耦合到接收模块(5)；

所述接收模块(5)包括与频率数相同数量的接收单元，每个接收单元包括选频网络、补偿网络和能量耦合线圈，n个接收单元分别输出频率为f₁、f₂、……f_n的交流电压或电流，再分别经整流滤波单元整流滤波后组合输出给负载(6)供电。

2.根据权利要求1所述的无线电能传输拓扑，其特征在于：所述控制模块(7)控制所述高频逆变器(2)中开关管的开关频率或导通时间，实现所述高频逆变器(2)输出频率为f₁、f₂……与f_n的电压或电流的混合叠加。

3.根据权利要求1所述的无线电能传输拓扑，其特征在于：所述控制模块(7)输出频率为f的方波信号驱动所述高频逆变器(2)，所述高频逆变器(2)输出频率f的基波与n次谐波正弦电压叠加的方波电压，所述频率f₁、f₂、……、f_n为基波与/或三次与/或五次或任意高阶奇次谐波频率。

4.根据权利要求1所述的无线电能传输拓扑，其特征在于：所述控制模块(7)在周期T时间内分时输出频率为f₁、f₂、……、f_n的方波信号，各频率方波信号的长度分别为t₁、t₂、……t_n，满足t₁+t₂+……+t_n≤T，实现分时复用，并通过调整t₁、t₂、……及t_n的时间比例实现输出调节。

5.根据权利要求1-4任一所述的无线电能传输拓扑，其特征在于：通过对所述LC高阶补偿拓扑的参数设计使所述原边谐振网络输出电压增益或电流增益与所述原边谐振网络的等效负载无关。

6.根据权利要求1-4任一的无线电能传输拓扑，其特征在于：所述选频网络为LC混合网络。

7.根据权利要求1-4任一所述的无线电能传输拓扑，其特征在于：所述原边多频共用补偿网络(3)包括实现所述LC高阶补偿拓扑的参数切换的开关或采用开关电容或电感调谐，所述控制模块(7)输出所述原边多频共用补偿网络(3)的开关、开关电容或电感的驱动信号，使所述原边谐振网络在t₁时间内在频率f₁谐振，t₂时间内在频率f₂谐振，……，t_n时间内在频率f_n谐振，满足t₁+t₂+……+t_n≤T，实现多频能量分时传输，且其输出电压增益或电流增益与所述原边谐振网络的等效负载无关。

8.根据权利要求1-4任一所述的无线电能传输拓扑，其特征在于：所述原边发射线圈(4)为单绕组或双绕组或多绕组结构，两个或多个绕组共用一个原边多频共用补偿网络(3)，任意两个绕组之间不存在磁通耦合或者串联LC选频网络实现解耦控制。

9.根据权利要求1所述的无线电能传输拓扑，其特征在于：所述高频逆变器(2)的输出为双频电压或电流的混合叠加，频率为f₁和f₂；且f₁频率下原边谐振网络输出电压增益与所述原边谐振网络的等效负载无关，f₂频率下原边谐振网络输出电流增益与所述原边谐振网络的等效负载无关，双频能量同时驱动原边发射线圈(4)，通过磁场耦合到接收端；

所述接收模块(5)包括接收单元1与接收单元2，所述接收单元1的能量耦合线圈与原边发射线圈(4)构成非接触变压器，接收单元1的能量耦合线圈耦合频率为f₁、f₂的交流电压或电流；所述接收单元2的能量耦合线圈通过耦合到接收单元1中获取频率为f₂的交流电压或电流；所述接收单元1与接收单元2分别输出频率为f₁、f₂的交流电压或电流，再分别经整流滤波单元整流滤波后组合输出给负载(6)供电。

10.一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，其特征在于：包括直流电源(1)、高频逆变器(2)、原边多频共用补偿网络(3)、原边发射线圈(4)、接收模块(5)、负载(6)，以及控制模块(7)；

所述控制模块(7)输出所述高频逆变器(2)的驱动方波信号；所述高频逆变器(2)的输出为双频或多频电压或电流的混合叠加，频率包括f₁、f₂、……f_n，n≥2；所述原边多频共用补偿网络(3)采用LC高阶补偿拓扑，与所述原边发射线圈(4)构成原边谐振网络，谐振频率为f₁、f₂、……f_n，且所述原边谐振网络输出电压增益或电流增益与所述原边谐振网络的等效负载无关，多频能量同时驱动原边发射线圈(4)，通过磁场耦合到接收模块(5)；

所述接收模块(5)包括副边接收线圈、副边多频共用补偿网络、多频共用整流滤波电路；所述副边多频共用补偿网络为高阶LC网络，与副边接收线圈组成副边谐振网络，所述副边多频共用补偿网络包括实现参数切换的开关；所述控制模块(7)输出副边多频共用补偿网络的开关驱动信号，使副边谐振网络在t_i时间内的谐振频率为f_i，且所述副边谐振网络输出电压增益或电流增益与副边谐振网络的等效负载无关；所述副边多频共用补偿网络在t_i时间内输出频率为f_i的交流信号经整流滤波后给负载(6)供电。

11.一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，其特征在于：包括直流电源(1)、高频逆变器(2)、原边多频共用补偿网络(3)、原边发射线圈(4)、接收模块(5)、负载(6)，以及控制模块(7)；

所述控制模块(7)在周期T时间内分时输出频率为f₁、f₂、……、f_n的方波信号作为所述高频逆变器(2)的驱动信号，各频率的方波信号的长度分别为t₁、t₂、……t_n，并满足t₁+t₂+……+t_n≤T，并通过调整t₁、t₂、……及t_n的时间比例实现输出调节；

所述原边多频共用补偿网络(3)采用LC高阶补偿拓扑，与所述原边发射线圈(4)构成原边谐振网络，谐振频率为f₁、f₂、……f_n，且所述原边谐振网络输出电压增益或电流增益与原边谐振网络的等效负载无关，实现多频能量分时驱动原边发射线圈(4)，通过磁场耦合到接收模块(5)；

所述接收模块(5)包括依次相连的副边接收线圈、副边多频共用补偿网络与整流滤波单元，所述副边多频共用补偿网络为LC高阶补偿拓扑，与副边接收线圈组成副边谐振网络，在t_i时间内输出频率为f_i的交流信号，经整流滤波后给负载(6)供电。

12.一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑，其特征在于：包括直流电源(1)、高频逆变器(2)、原边发射模块、接收模块(5)、负载(6)以及控制模块(7)；

所述控制模块(7)输出所述高频逆变器(2)的驱动方波信号，所述高频逆变器(2)的输出为双频或多频电压或电流的混合叠加，频率包括f₁、f₂、……f_n，n≥2；所述原边发射模块包括与频率数相同数量的发射单元，每个发射单元包括选频网络、补偿网络与发射线圈，n个发射单元分别输出频率为f₁、f₂、……f_n的交流电压或交流电流，且输出电压增益或电流增益与所述发原边发射模块的等效负载无关；

所述接收模块(5)包括与频率数相同数量的接收单元，每个接收单元包括选频网络、补偿网络和接收线圈，分别输出频率为f₁、f₂、……f_n的交流电压或电流，再分别经整流滤波单元整流滤波后组合输出给负载(6)供电。