CN110581608B - 适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法 - Google Patents

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CN110581608B CN201910853018.9A CN201910853018A CN110581608B CN 110581608 B CN110581608 B CN 110581608B CN 201910853018 A CN201910853018 A CN 201910853018A CN 110581608 B CN110581608 B CN 110581608B
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Abstract

本发明公开了一种适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法，所述的定相位差模块化无线充电***中含有若干无线充电模块，每个模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的原边和副边电路和该模块的控制回路，且不同模块发射线圈基波输入电压的相位差为0°或180°，在每个模块的原副边电路中加入计算所得的额外补偿电容(或电感)可以实现模块化***的同边(包含原边和副边)解耦。本发明所述方法可以针对任意多个定相位差无线充电模块进行同边解耦，不同模块之间的摆放位置及间距不影响此方法的通用性。本方法通过在每个模块的原副边电路中加入计算所得的额外补偿电容可以实现模块化***的同边解耦。

Description

适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法
技术领域
本发明属于无线充电技术领域，涉及一种适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法。
背景技术
随着全球范围内能源紧缺和环境污染问题的日益严重，发展电动汽车的重要性日益凸显。电动汽车无线充电技术，由于具有高效便利、维护成本低、不受环境影响等一系列优点备受关注。虽然目前中低功率无线充电技术已经得到一定发展，但大功率无线快充仍在研究当中。模块化的无线传能技术有利于突破传统单通道无线充电的局限性，但由于不同模块间存在着复杂的交叉耦合，难以单独对其中一个模块的输出进行控制，所以目前还没有实际应用。本文提出了一种应用于定相位差多模块无线充电***的同边解耦方法，通过调整不同回路中补偿电容的大小，实现不同模块同边线圈的解耦。
发明内容
本发明的目的在于针对传统单通道无线充电难以实现大功率以及模块化无线充电***控制中的耦合问题，提供一种适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法。
本发明采用的技术方案如下：
一种适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法，所述的定相位差模块化无线充电***中含有若干无线充电模块，每个模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的原边和副边电路和该模块的控制回路，且不同模块发射线圈基波输入电压的相位差为0°或180°，针对含有n个模块的***，其同边(包含原边和副边)解耦方法如下：针对传统的原、副边均串联的补偿网络，在每个回路的完全补偿电容基础上再串入一个额外电容或额外电感，额外电容值或电感值的计算方法如下：
对于其中模块i的原边电路而言，额外增加的电容值Cextra可以表示为
Figure BDA0002197448000000021
带入数值后该容值为正代表在完全补偿电容基础上串入容值为Cextra的额外电容，该容值为负代表在完全补偿电容基础上串入感值为
Figure BDA0002197448000000022
的额外电感Lextra，公式中分母括号内的项表示其余模块发射线圈与模块i发射线圈的互感乘以其余无线充电模块发射线圈中各自的电流，例如，模块k的分母项是
Figure BDA0002197448000000023
i、k∈[1,n]，i≠k，其中下标中T表示发射线圈(transmitting coil)，R表示接收线圈(receiving coil)，例如，下标1T、1R、2T、2R分别对应第一个模块的发射线圈、接收线圈以及第二个模块的发射线圈、接收线圈；
Figure BDA0002197448000000024
代表第k个模块发射线圈中的电流，MkTiT表示第k个模块发射线圈与第i个模块发射线圈间的交叉耦合，其余互感下标形式含义类似，
Figure BDA0002197448000000025
表示第i个模块发射线圈电流，ω为***工作的角频率；
类似的对于其中模块i的副边电路而言，额外增加的电容容值Cextra可以表示为
Figure BDA0002197448000000026
该容值为正代表在完全补偿电容基础上串入容值为Cextra的额外电容，该容值为负代表在完全补偿电容基础上串入感值为
Figure BDA0002197448000000027
的额外电感Lextra，
Figure BDA0002197448000000028
表示第i个模块接收线圈电流，模块k的分母项是
Figure BDA0002197448000000029
i、k∈[1,n]，i≠k，其中
Figure BDA00021974480000000210
代表第k个模块接收线圈中的电流，MkRiR表示第k个模块接收线圈与第i个模块接收线圈间的交叉耦合，
Figure BDA00021974480000000211
分别表示第i个模块接收线圈电流，ω为***工作的角频率。
上述技术方案中，进一步地，所述的同边解耦方法也可通过将完全补偿电容替换为一个新电容实现，具体方法为：通过电容和电感串并联公式，利用完全补偿电容和额外电容或额外电感计算得到所述的新电容。
进一步地，所述方法可以针对任意多个定相位差无线充电模块进行同边解耦，不同模块之间的摆放位置及间距不影响此方法的通用性。
进一步地，同时调整所有无线充电模块的开关频率可减少一种规格的额外无源元件，当额外电容值为正时需要降低开关频率，当额外电容值为负时需要增加开关频率，开关频率可通过
Figure BDA00021974480000000212
计算得到，其中ω′为调整后所有模块的工作频率，X*表示某一回路的电抗，L*表示这个回路中线圈的自感，C*表示这个回路中的补偿电容，Cextra表示根据上述方法计算得到的额外电容，上述方法与增加额外电容的方法结合可用于包括多个无线充电模块***的同边解耦。
本方法通过在各模块完全补偿情况下的原边或副边电路基础上再串入一个额外电容或额外电感(或直接通过计算确定新的补偿电容容值)，即可实现不同定相位差无线充电模块之间的同边解耦。其中对于其中模块i的原边电路，额外增加的电容容值可以表示为
Figure BDA0002197448000000031
对于模块i的副边电路，额外增加的电容容值可以表示为
Figure BDA0002197448000000032
其中
Figure BDA0002197448000000033
和
Figure BDA0002197448000000034
分别表示第i个模块发射线圈以及接收线圈电流。M1RiR表示第1个模块接收线圈与第i个模块接收线圈间的交叉耦合。
本发明的有益效果是：
采用本发明的方法仅通过在每个环路的完全补偿电容基础上再串入一个额外电容或额外电感(或通过计算用一个新的电容替代完全补偿电容)即可消除定相位差模块化无线充电***间的同边(包含原边和副边)耦合，并且可以消除多模块***环路中的无功流动，有利于对外杂散磁场的抵消，可以得到最优的***视在功率。不同模块之间的摆放位置及间距不影响此方法的通用性。
附图说明
图1 n模块无线充电***概念图；
图2两模块无线充电***拓扑结构；
图3两模块***基波等效电路；
图4
Figure BDA0002197448000000035
与
Figure BDA0002197448000000036
相位关系图；
图5
Figure BDA0002197448000000037
与
Figure BDA0002197448000000038
相位关系图；
图6
Figure BDA0002197448000000039
与
Figure BDA00021974480000000310
(180°相位差时)相位关系图；
图7
Figure BDA00021974480000000311
与
Figure BDA00021974480000000312
(180°相位差时)相位关系图：(a)
Figure BDA00021974480000000313
与
Figure BDA00021974480000000314
(180°相位差时)(b)
Figure BDA00021974480000000315
与
Figure BDA00021974480000000316
(180°相位差时)；
图8
Figure BDA00021974480000000317
相位关系图；
图9第一个模块原边电路相位图；
图10仿真线圈正对情况下Maxwell俯视图；
图11两模块***同边解耦后PSIM仿真图；
其中，j代表虚数单位，VT1至VT8表示两模块无线充电***中输入侧逆变器的8个功率开关器件及其驱动(IGBT或MOSFET等)，Uin1及Uin2分别代表第一个模块和第二个模块的直流输入电压，其余符号表示均已在具体实施方式中说明。
具体实施方式
本发明的一种适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法，所述的定相位差模块化无线充电***中含有若干无线充电模块，每个模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的原边和副边电路和相应的控制回路，且不同模块发射线圈基波输入电压的相位差为0°或180°，针对含有n个模块的***，其同边(包含原边和副边)解耦方法如下：针对传统的原、副边均串联的补偿网络，在每个回路的完全补偿电容基础上再串入一个额外电容或额外电感，额外电容值或电感值的计算方法如下：
对于其中模块i的原边电路而言，额外增加的电容值Cextra可以表示为
Figure BDA0002197448000000041
带入数值后该容值为正代表在完全补偿电容基础上串入容值为Cextra的额外电容，该容值为负代表在完全补偿电容基础上串入感值为
Figure BDA0002197448000000042
的额外电感Lextra，公式中分母括号内的项表示其余模块发射线圈与模块i发射线圈的互感乘以其余无线充电模块发射线圈中各自的电流，例如，模块k的分母项是
Figure BDA0002197448000000043
i、k∈[1,n]，i≠k，其中下标中T表示发射线圈(transmitting coil)，R表示接收线圈(receiving coil)，例如，下标1T、1R、2T、2R分别对应第一个模块的发射线圈、接收线圈以及第二个模块的发射线圈、接收线圈；
Figure BDA0002197448000000044
代表第k个模块发射线圈中的电流，MkTiT表示第k个模块发射线圈与第i个模块发射线圈间的交叉耦合，其余互感下标形式含义类似，
Figure BDA0002197448000000045
表示第i个模块发射线圈电流，ω为***工作的角频率；
类似的对于其中模块i的副边电路而言，额外增加的电容容值Cextra可以表示为
Figure BDA0002197448000000051
该容值为正代表在完全补偿电容基础上串入容值为Cextra的额外电容，该容值为负代表在完全补偿电容基础上串入该感值为
Figure BDA0002197448000000052
的额外电感Lextra，
Figure BDA0002197448000000053
表示第i个模块接收线圈电流，模块k的分母项是
Figure BDA0002197448000000054
i、k∈[1,n]，i≠k，其中
Figure BDA00021974480000000510
代表第k个模块接收线圈中的电流，MkRiR表示第k个模块接收线圈与第i个模块接收线圈间的交叉耦合，
Figure BDA0002197448000000055
分别表示第i个模块接收线圈电流，ω为***工作的角频率。
所述的同边解耦方法也可通过将完全补偿电容替换为一个新电容实现，具体方法为：通过电容和电感串并联公式，利用完全补偿电容和额外电容或额外电感计算得到所述的新电容。所述方法可以针对任意多个定相位差无线充电模块进行同边解耦，不同模块之间的摆放位置及间距不影响此方法的通用性。同时调整所有无线充电模块的开关频率可减少一种规格的额外无源元件，当额外电容值为正时需要降低开关频率，当额外电容值为负时需要增加开关频率，开关频率可通过
Figure BDA0002197448000000056
计算得到，其中ω′为调整后所有模块的工作频率，X*表示某一回路的电抗，L*表示这个回路中线圈的自感，C*表示这个回路中的补偿电容，Cextra表示根据上述方法计算得到的额外电容，上述方法与增加额外电容的方法结合可用于包括多个无线充电模块***的同边解耦。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步地说明。
理论推导
模块化无线充电***的概念图如图1所示，为了方便阅读，此处仅列出了第一个和第二个模块之间的交叉耦合。首先以两模块无线充电***为例，最后推广到定相位差的n模块无线充电***。
两模块无线充电***拓扑结构如图2所示，基波等效电路如图3所示。
Figure BDA0002197448000000057
和
Figure BDA0002197448000000058
分别表示第一个模块和第二个模块的原边电流，
Figure BDA0002197448000000059
表示第一个模块和第二个模块的副边电流，R1T、R2T分别为第一个模块和第二个模块的原边寄生电阻，R1R和R2R分别为第一个模块和第二个模块副边寄生电阻与等效负载电阻之和，MkTiR表示第k个模块接收线圈与第i个模块接收线圈间的交叉耦合，其余互感下标形式含义类似，C1T、C1R、C1T和C1R表示两模块***中四个回路的补偿电容，X1T、X1R、X2T、X2R代表两模块***四个环路中的电抗
Figure BDA0002197448000000061
此处为了方便表示不写成电容形式，推导结束后会转化为电容值。因为补偿电容的确定往往是考虑稳态情况，所以此处采用复数法进行分析。对两模块无线充电***补偿电容的计算分为以下三部分：
(1)假定原边电流大小不变，计算原边最优电流相位差
假设模块化无线充电***的电路参数对称，原边电流
Figure BDA0002197448000000062
和
Figure BDA0002197448000000063
幅值确定且相等，通过效率最优和磁场抵消的原则确定原边电流。
根据两模块***的基波等效电路图3，可以分别列出两模块副边回路的电压方程：
Figure BDA0002197448000000064
Figure BDA0002197448000000065
由于原边电流
Figure BDA0002197448000000066
和
Figure BDA0002197448000000067
幅值确定，所以假设两个常数中间变量
Figure BDA0002197448000000068
和
Figure BDA0002197448000000069
Figure BDA00021974480000000610
Figure BDA00021974480000000611
可以将公式(1)、(2)转化为：
Figure BDA00021974480000000612
Figure BDA00021974480000000613
正常情况下，两模块***中正对耦合为正，交叉耦合均为负，根据公式(3)、(4)可以推导出
Figure BDA00021974480000000614
与
Figure BDA00021974480000000615
的相位关系图4，可以看到，随着
Figure BDA00021974480000000616
夹角的增大，
Figure BDA00021974480000000617
夹角逐渐增大，变化范围为[0°,180°]。根据公式(5)、(6)可以推导出
Figure BDA00021974480000000618
与
Figure BDA00021974480000000619
的相位关系图5，可以看出
Figure BDA00021974480000000620
大小不变时，夹角越大，
Figure BDA00021974480000000621
表达式的分子越大，分母不变，同样的输入电流幅值下输出电流幅值最大，***效率最高，所以可以确定效率的原边电流相位差为180°。同时，在相同的线圈绕制方式下，两模块***原边电流反向有利于磁场抵消。
综上所述，最优的原边电流相位差为180°。
(2)在确定的原边相位差和大小下得到最优的副边补偿
确定原边电流
Figure BDA0002197448000000071
和
Figure BDA0002197448000000072
的相位差为180°，此时
Figure BDA0002197448000000073
与
Figure BDA0002197448000000074
的相位关系图可以表示为图6。对公式(1)、(2)进行变换可得：
Figure BDA0002197448000000075
Figure BDA0002197448000000076
在参数对称情况下，
Figure BDA0002197448000000077
的相位差为180°且大小相等。根据公式(7)、(8)，可以确定
Figure BDA0002197448000000078
的相位差为180°且大小相等，并可以画出相位图7(a)及图7(b)。当
Figure BDA0002197448000000079
的大小确定后，当且仅当
X1R＝X2R＝ωM1R2R (9)
时，
Figure BDA00021974480000000710
的值最大，大小等于
Figure BDA00021974480000000711
此时
Figure BDA00021974480000000712
与
Figure BDA00021974480000000713
同向，与
Figure BDA00021974480000000714
互差90°，可以确定此时
Figure BDA00021974480000000715
之间互差90°
(3)在副边电流和补偿确定的情况下确定最优的原边补偿
根据上述分析确定了各个电流间的相位关系，相位图如图8所示。根据基波等效电路可以对两个模块的原边电路列出如下方程：
Figure BDA00021974480000000716
Figure BDA00021974480000000717
Figure BDA00021974480000000718
和
Figure BDA00021974480000000719
分别表示第一个模块和第二个模块的基波输入电压。
根据公式(10)、(11)可做出原边电路相位图9，此时
Figure BDA00021974480000000720
与
Figure BDA00021974480000000721
刚好抵消，原边补偿为X1T＝X2T＝ωM1T2T (12)
根据前述分析计算得到的补偿与额外电容之间的关系为：
Figure BDA00021974480000000722
Figure BDA00021974480000000723
解得
Figure BDA0002197448000000081
Figure BDA0002197448000000082
根据上述公式得到的额外电容值，当额外电容值大于零时，需要在补偿电容旁串联容值为Cextra的电容；当额外电容值小于零时，需要在补偿电容旁串联感值为
Figure BDA0002197448000000083
或
Figure BDA0002197448000000084
的额外电感Lextra。
此时由于同边耦合引起的无功传递被额外电容值补偿掉，由此时的电流相位关系图9可知，整个两模块***中只有有功功率流动，且有功功率均是从发射线圈传到接收线圈，仅考虑电路部分效率高于单通道***。这是由于相同的发射线圈电流不仅通过正对耦合向本模块的接收线圈传递能量，同时也通过交叉耦合M1T2R或M1R2T向另一个模块的接收线圈传递能量。在相同的原边电流下，由于交叉耦合的作用使得副边电流相对于单通道***有所提升，也可以认为在相同的输出电流(即输出功率)下所需要的原边电流下降，原边基波等效电压上升。此时副边寄生电阻上损耗不变，原边寄生电阻上的损耗由于原边电流的下降而降低，所以电路总效率有所提升。另外，由于***中只有有功功率的流动，所以效率的提升意味着相同输出功率情况下视在功率的下降，所以两模块***的视在功率相对于单通道无线充电***有所下降。
下面将上述计算结果扩展到n模块无线充电***，考虑到磁场抵消以及方便使用无源元件进行同边耦合解耦，此处分析的多模块***输入电压之间的相位差仅存在0°及180°两种情况。从对两模块***额外电容补偿结果的分析可知，消除同边耦合等同于消除整个***中所有的无功流动，所以原副边电流相位差均为90°，即副边电流间相位差也仅存在0°及180°两种情况。取n模块***中第i个模块(i∈[1,n])进行分析，回路方程可列写如下：
Figure BDA0002197448000000085
Figure BDA0002197448000000086
为了消除同边耦合，需要
Figure BDA0002197448000000087
Figure BDA0002197448000000091
可得：
Figure BDA0002197448000000092
Figure BDA0002197448000000093
同样的，可以推出额外电容为：
Figure BDA0002197448000000094
Figure BDA0002197448000000095
在完全补偿的无线充电回路中的补偿电容旁串联上述额外电容或额外电感(规则与两模块***相同)即可实现同边解耦。上述电流幅值的比例关系可通过互感比值求出，以四模块***为例，假设原边电流幅值相等，则前两个模块副边电流幅值之比可以表示为：
Figure BDA0002197448000000096
其余副边电流之比也可近似得到，若要控制副边电流相等，按照同样的方法也可以得到原边电流幅值之比。
在上述分析的基础上，可通过同时调整所有模块的工作频率节省一种规格的额外无源元件，当额外电容值为正时需要降低工作频率，当额外电容值为负时需要增加工作频率，工作频率可通过公式
Figure BDA0002197448000000097
计算得到，其中ω’为调整后所有模块的工作频率，X*表示某一回路的电抗，L*表示这个回路中线圈的自感，C*表示这个回路中的补偿电容，Cextra表示根据上述方法计算得到的额外电容，，这种方法可以与前述的增加额外电容一同用于多模块无线充电***的同边解耦。
仿真验证
本文以额定功率为3.7KW的两模块***为例，线圈匝数取30匝，边长取350mm，磁芯和屏蔽层边长取370mm，两模块紧靠，俯视图如图10所示。通过Maxwell仿真可以得到电感及交流电阻参数如下所示：
表1两模块无线充电***电感及交流电阻参数
Figure BDA0002197448000000101
负载电阻取30Ω，所有回路在完全补偿的情况下再加入上述计算得到的额外电容，仅考虑由于线圈和电容寄生电阻带来的损耗，可以得到两模块***和单通道***的视在功率及效率对比：
表2两模块无线充电***与单通道***效率及视在功率对比
单通道*** 双模块同边解耦
输入电压(V) 255 363
输入电流(A) 14.9 10.4
输入视在功率(KV*A) 3.80 3.76
输出电压(V) 333 333
输出电流(A) 11.1 11.1
输出功率(KW) 3.70 3.70
效率 97.75％ 98.43％
可以看出PSIM仿真结果与理论分析相符合。
为了验证此时回路中没有无功功率的流动，通过PSIM仿真得到基波输入电压、发射线圈电流及接收线圈电流间的相位差，仿真图如图11所示。从上到下五个波形分别代表第一个模块基波输入电压、第一个模块发射线圈电流、第一个模块接收线圈电流、第二个模块发射线圈电流以及第二个模块接收线圈电流。可以看出第一个模块中基波输入电压与发射线圈电流同相位，与接收线圈电流相位差为90°，符合理论分析结果。

Claims (4)

1.一种适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法，其特征在于，所述的定相位差模块化无线充电***包括若干无线充电模块，每个无线充电模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的原边和副边电路和该无线充电模块的控制回路，且不同模块发射线圈基波输入电压的相位差为0°或180°，针对含有n个无线充电模块的***，其同边解耦方法如下：针对原、副边串联补偿的无线充电***，在每个回路的完全补偿电容基础上再串入一个额外电容或额外电感，额外电容值或电感值的计算方法如下：
对于无线充电模块i的原边电路而言，额外电容容值Cextra可以表示为
Figure FDA0002682024640000011
该容值为正代表在完全补偿电容基础上串入容值为Cextra的额外电容，该容值为负代表在完全补偿电容基础上串入感值为
Figure FDA0002682024640000012
的额外电感Lextra，公式中分母括号内的项表示其余模块发射线圈与无线充电模块i发射线圈的互感乘以其余无线充电模块发射线圈中各自的电流；其中
Figure FDA0002682024640000013
Figure FDA0002682024640000014
代表第k个无线充电模块发射线圈中的电流，MkTjT(k＝1,2,…,n；j＝1,2,…,n；k<j)表示第k个无线充电模块发射线圈与第j个无线充电模块发射线圈间的互感，ω为***工作的角频率；
类似地，对于其中无线充电模块i的副边电路，额外电容容值Cextra可以表示为
Figure FDA0002682024640000015
该容值为正代表在完全补偿电容基础上串入容值为Cextra的额外电容，该容值为负代表在完全补偿电容基础上串入感值为
Figure FDA0002682024640000016
的额外电感Lextra，公式中分母括号内的项表示其余模块接收线圈与无线充电模块i接收线圈的互感乘以其余无线充电模块接收线圈中各自的电流，其中
Figure FDA0002682024640000017
代表第n个无线充电模块接收线圈中的电流，MnRiR表示第n个无线充电模块接收线圈与第i个无线充电模块接收线圈间的交叉耦合，
Figure FDA0002682024640000018
表示第i个无线充电模块接收线圈电流，ω为***工作的角频率。
2.根据权利要求1所述的适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法，其特征在于，所述的同边解耦方法也可通过将完全补偿电容替换为一个新电容实现，具体方法为：通过电容和电感的串并联公式，利用完全补偿电容和额外电容或额外电感计算得到所述的新电容。
3.根据权利要求1所述的适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法，其特征在于，不同无线充电模块可采用任意的摆放位置及间距。
4.根据权利要求1所述的适用于定相位差模块化无线充电***的同边解耦方法，其特征在于，同时调整所有无线充电模块的开关频率可减少一种规格的额外无源元件，当额外电容值为正时需要降低开关频率，当额外电容值为负时需要增加开关频率，开关频率可通过
Figure FDA0002682024640000021
计算得到，其中ω′为调整后所有模块的工作频率，X*表示某一回路的电抗，L*表示这个回路中线圈的自感，C*表示这个回路中的补偿电容，Cextra表示根据上述方法计算得到的额外电容，上述方法与增加额外电容的方法结合可用于包括多个定相位差无线充电模块***的同边解耦。
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