CN110546873B - 供电装置和向负载供电的方法 - Google Patents

供电装置和向负载供电的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110546873B
CN110546873B CN201880026782.2A CN201880026782A CN110546873B CN 110546873 B CN110546873 B CN 110546873B CN 201880026782 A CN201880026782 A CN 201880026782A CN 110546873 B CN110546873 B CN 110546873B
Authority
CN
China
Prior art keywords
output
power
output voltage
load
time
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201880026782.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110546873A (zh
Inventor
孙永勋
朴世洪
严世勋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
En2Core Technology Inc
Original Assignee
En2Core Technology Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by En2Core Technology Inc filed Critical En2Core Technology Inc
Publication of CN110546873A publication Critical patent/CN110546873A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110546873B publication Critical patent/CN110546873B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
    • H01J37/32183—Matching circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/30—Time-delay networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
    • H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

供电装置包括被构造为将直流(DC)功率转换为交流(AC)功率的逆变器、被构造为向负载提供所述AC功率的阻抗匹配电路以及被构造为检测输出到所述阻抗匹配电路和所述负载的输出电压和输出电流的延迟时间并根据检测的所述延迟时间调节所述输出电压的频率的控制器。

Description

供电装置和向负载供电的方法
技术领域
本发明涉及电子或电气器件，并更具体地涉及供电装置和向负载供电的方法。
背景技术
在生活或工业场所使用的各种电子或电气器件都需要供电装置。根据电子或电气器件的用途、特性或使用环境，电子或电气器件可能需要不同类型的供电装置。在电子或电气器件中，特别是电感耦合等离子体(ICP)器件需要具有高功率和高频率的交流(AC)供电装置。
被构造为向电感耦合等离子体器件供电的供电装置可以开启或关断逆变器，以控制提供给电感耦合等离子体器件的功率。为防止供电装置产生噪声或应力且有效地向电感耦合等离子体器件供电，需要控制供电装置的供电方法。
此外，应控制提供给电感耦合等离子体器件的功率的功率量或提供给该器件的电流的电流量，以精确地控制电感耦合等离子体器件的操作。已经研究了各种方法来控制提供给电感耦合等离子体器件的功率的功率量或提供给该器件的电流的电流量。然而，大多数方法都会增加供电装置的复杂性、体积或价格。或者，在供电装置中产生高频开关噪声，或在供电装置上施加应力并导致供电装置故障。因此，供电装置的可靠性降低或供电装置的寿命显著减少。因此，有必要研究不增加复杂性并且不引起高频开关噪声和应力的供电装置和供电方法。
发明内容
技术问题
本发明的示例实施例提供了在不增加复杂性且不引起高频开关噪声和应力的情况下提高了可靠性的供电装置和供电方法。
本发明的示例实施例提供了自动补偿输出电压和输出电流之间的相位差的供电装置和供电方法。
技术方案
根据本发明示例实施例的供电装置包括：被构造为将直流(DC)功率转换为交流(AC)功率的逆变器；被构造为向负载提供所述交流功率的阻抗匹配电路；和被构造为检测被输出到阻抗匹配电路和负载的输出电压和输出电流的延迟时间并根据检测的延迟时间调节输出电压的频率的控制器。
在示例实施例中，当检测的延迟时间小于第一时间时，控制器可以增加输出电压的频率。
在示例实施例中，当检测的延迟时间大于第二时间时，控制器可以降低输出电压的频率。
在示例实施例中，当检测的延迟时间小于或等于第二时间并且大于或等于第一时间时，控制器可以保持输出电压的频率。
在示例实施例中，控制器可以计算从输出电压和输出电流检测的延迟时间的平均值，并且当平均值小于第一时间时可以增加输出电压的频率。
在示例实施例中，控制器可以存储k个检测的延迟时间(k是正整数)，并且可以计算k个检测的延迟时间的平均值。
在示例实施例中，在计算平均值并根据计算的平均值来调节输出电压的频率之后，控制器可以存储随后的k个检测的延迟时间，并且可以计算k个检测的延迟时间的平均值。
在示例实施例中，控制器可以调节k。
在示例实施例中，当输出电压和输出电流检测的延迟时间之中的小于第一时间的延迟时间占主导地位时，控制器可以增加输出电压的频率。
在示例实施例中，当小于第一时间的延迟时间的数量大于或等于检测的延迟时间的数量的三分之一时，控制器可以确定小于第一时间的延迟时间占主导地位。
在示例实施例中，控制器可以存储k个检测的延迟时间(k为正整数)，并且可以确定所存储的k个检测的时间之中的占主导地位的延迟时间。
在示例实施例中，当n个连续延迟时间(n是小于k的正整数)小于第一时间时，控制器可以立即增加输出电压的频率而无需确定占主导地位的延迟时间。
在示例实施例中，供电装置可以进一步包括：变压器，其感性地耦接到逆变器和负载之间的配线并且被构造为输出第一信号，第一信号包括具有与提供给负载的输出电流具有相同相位的电流；和比较器，其被构造为根据变压器的输出信号输出用于指示输出电流的相位的第二信号，并将第二信号输出到控制器。
在示例实施例中，逆变器可以包括并联耦接在供电节点和第一输出节点之间的第一晶体管和第一二极管；并联耦接在第一输出节点和接地节点之间的第二晶体管和第二二极管；并联耦接在接地节点和第二输出节点之间的第三晶体管和第三二极管；和并联耦接在供电节点和第二输出节点之间的第四晶体管和第四二极管。第一输出节点和第二输出节点可以连接到阻抗匹配电路，并且控制器可以控制第一至第四晶体管的栅极的相应电压。
在示例实施例中，控制器可以根据第二信号与提供给第一晶体管的开关信号之间的相位差来调节输出电压的频率。
在示例实施例中，逆变器可以进一步包括耦接在第一输出节点和第二输出节点之间的电感器。
在示例实施例中，控制器可以进一步被构造为调节逆变器输出交流功率时的供电(powering)时段和逆变器不输出交流功率时的续流(freewheeling)时段的排列，使得逆变器通过阻抗匹配电路调节提供给负载的单位时间内的功率量。
在示例实施例中，当延迟时间连续表现出相同特性时，控制器可以根据相同特性来调节输出电压的频率。
向负载供电的方法包括：检测输出到负载的输出电压和输出电流的延迟时间；并且根据检测的延迟时间来调节输出电压的频率。
在示例实施例中，可以重复进行检测和调节，直到延迟时间落入预定范围内。
在示例实施例中，延迟时间可以包括延迟时间平均值。
在示例实施例中，调节可以包括存储延迟时间；将存储的延迟时间之中的小于第一时间的延迟时间的数量计数为第一计数；将存储的延迟时间之中的大于第二时间的延迟时间的数量计数为第二计数；将大于或等于第一时间和小于或等于第二时间的延迟时间的数量计数为第三计数；并且根据第一至第三计数之中的占主导地位的计数来调节输出电压的频率。
在示例实施例中，调节可以包括：当延迟时间连续表现出相同特性时，根据相同特性调节输出电压的频率。
在示例实施例中，该方法还可包括：接收目标功率量；将提供给负载的功率量与目标功率量进行比较；根据比较结果调节向负载提供交流(AC)功率时的供电时段和不向负载提供交流功率时的续流时段，使得目标功率量和单位时间内的功率量彼此相等；并且根据调节后的供电时段和续流时段向负载供电。
有利效果
根据本发明，调节提供给供电装置的逆变器的开关信号的模式以调节提供给负载的功率量或电流量。因此，提供了在不增加复杂性且没有导致噪声和应力的情况下提高性能的供电装置和供电方法。另外，根据输出电压与输出电流之间的相位差来调节输出电压的频率，并且调节该相位差。因此，提供了自动补偿输出电压和输出电流之间的相位差的供电装置和供电方法。
附图说明
图1是根据本发明的示例实施例的供电***的框图。
图2是根据本发明的示例实施例的逆变器、阻抗匹配电路和负载的详细电路图。
图3示出其中控制器控制第一至第四开关信号的示例。
图4示出将死区时间添加到第一至第四切换信号的示例。
图5示出当输出电压的频率和负载的谐振频率彼此匹配时输出电压和输出电流随时间推移的波形的示例。
图6示出当输出电压的频率低于负载的谐振频率时输出电压和输出电流随时间推移的波形的示例。
图7示出当输出电压根据图6的波形从高电平转变到低电平时逆变器的操作状态。
图8示出当输出电压的频率高于负载的谐振频率时输出电压和输出电流随时间推移的波形的示例。
图9示出输出电压根据图8的波形从高电平转变到低电平时逆变器的操作状态。
图10是根据本发明的应用示例的供电***的框图。
图11是示出图10的控制器的示例的框图。
图12示出从输出电流中检测滤波电流和相位信息的示例。
图13示出第一开关信号的相位和输出电压的相位的示例。
图14示出通过供电装置控制输出电压的频率的方法的示例。
图15示出通过供电装置控制输出电压的频率的方法的另一示例。
图16示出通过供电装置控制输出电压的频率的方法的另一示例。
图17示出通过供电装置调节输出电压的频率的方法的另一示例。
图18示出根据本发明的应用示例的逆变器、阻抗匹配电路和负载。
图19示出输出电流和电感电流随时间的变化。
图20示出根据DC电压转换来控制功率的方法的示例。
图21示出根据相移来控制功率的方法的示例。
图22示出根据脉宽调制来调节第一至第四开关信号和输出电压的示例。
图23示出根据脉宽调制来控制功率的方法的示例。
图24示出根据本发明的示例实施例的供电方法。
图25示出在输出电压具有续流时段时电感电流的变化的示例。
图26示出在输出电压具有续流时段时电感电流的变化的另一示例。
图27示出在输出电压具有续流时段时电感电流的变化的另一示例。
图28是根据本发明的另一示例实施例的包括半桥电路的供电***的框图。
具体实施方式
现在将参考附图在下文更全面地说明本发明的示例实施例。然而，本发明可以以不同的形式实施，且不应被构造为限于本文所述的实施例。而是，提供这些实施例以使得本发明是详尽的和完整的，并将本发明的范围充分地向本领域技术人员传达。
附图标记在本发明的示例实施例中被详细地指出，并且它们的示例在参考附图中表示。在任何可能的情况下，在说明书和附图中，相同的附图标记用于指代相同或相似的元件。
图1是根据本发明的示例实施例的供电***100的框图。如图1所示，供电***100包括AC功率源110、供电装置120和负载140。AC功率源110可以是在住宅或工业领域中使用的60Hz功率源。负载140可以是在住宅或工业领域中使用的电子或电气器件。例如，负载140可以是电感耦合等离子体(ICP)器件。
供电装置120可以将第一AC功率转换为第二AC功率，并且可以将第二AC功率提供给负载140。例如，第二AC功率可以具有几百千赫兹(kHz)到数十兆赫兹(MHz)的频率，并且可能具有几千瓦(kW)以上的功率。供电装置120可以包括整流器121、电容器122、逆变器123、阻抗匹配电路130和控制器125。
整流器121可以将AC功率源110的输出转换成DC功率。例如，整流器121可以在接地节点GND和供电节点VP之间提供DC功率。电容器122可以连接在供电节点VP和接地节点GND之间。电容器122可以将传输到供电节点VP的AC分量排出到接地节点GND。
逆变器123可以从供电节点VP和接地节点GND接收DC功率。逆变器123可以从控制器125接收开关信号SW。逆变器123可以响应于开关信号SW将DC功率转换成第二AC功率。第二AC功率可以通过阻抗匹配电路130提供给负载140。阻抗匹配电路130可以针对负载140的阻抗提供匹配。
控制器125可以将开关信号SW传输到逆变器123。控制器125可以控制开关信号SW，使得逆变器123将DC功率转换为第二AC功率。控制器125还可以控制开关信号SW以调节从逆变器123提供给负载140的功率量。例如，根据示例实施例，控制器125可以控制开关信号SW，使得逆变器123通过供电时段和续流时段供电。供电时段和续流时段将在下文中更详细地说明。
图2是根据本发明的示例实施例的逆变器123、阻抗匹配电路130和负载140的详细电路图。参照图1和图2，逆变器123可以包括第一至第四晶体管TR1至TR4和第一至第四二极管D1至D4。
第一和第二晶体管TR1和TR2可以串联耦接在供电节点VP和接地节点GND之间。第一二极管D1可以与第一晶体管TR1并联连接，第二二极管D2可以与第二晶体管TR2并联连接。第三和第四晶体管TR3和TR4可以串联耦接在接地节点GND与供电节点VP之间。第三二极管D3可以与第三晶体管TR3并联连接，第四二极管D4可以与第四晶体管TR4并联连接。例如，第一至第四二极管D1至D4可以是体二极管或肖特基二极管。
第一至第四开关信号SW1至SW4可以分别传输到第一至第四晶体管TR1至TR4的栅极。也就是说，第一至第四晶体管TR1至TR4可以分别响应于第一至第四开关信号SW1至SW4进行操作。第一至第四开关信号SW1至SW4可以对应于图1所示的开关信号SW。
第一和第二晶体管TR1和TR2之间的节点和第三和第四晶体管TR3和TR4之间的节点可以是输出节点。输出节点可将输出电压VO传输到阻抗匹配电路130和负载140。输出节点可将输出电流IO传输到阻抗匹配电路130和负载140。
例如，阻抗匹配电路130可以包括电容器C。然而，阻抗匹配电路130的内部构造不限于单个电容器。例如，负载140可以是电感耦合等离子体(ICP)器件。负载140可以被建模为电感器Lpla和电阻器Rpla。电容器C、电感器Lpla和电阻器Rpla可以串联耦接在逆变器123的输出节点之间。
图3示出其中控制器125控制第一至第四开关信号SW1至SW4的示例。
在图3中，水平轴表示时间T，垂直轴表示第一至第四开关信号SW1至SW4和输出电压。垂直轴的单位可以是电压V。参照图1至图3，第一和第三开关信号SW1和SW3是成对控制的，第二和第四开关信号SW2和SW4可以是成对控制的。
当第一开关信号SW1具有高电平时，第三开关信号SW3也可以具有高电平。当第一开关信号SW1具有低电平时，第三开关信号SW3也可以具有低电平。类似地，当第二开关信号SW2具有高电平时，第四开关信号SW4也可以具有高电平。当第二开关信号SW2具有低电平时，第四开关信号SW4也可以具有低电平。
可以互补地控制第一和第三开关信号SW1和SW3与第二和第四开关信号SW2和SW4。例如，当第一和第三开关信号SW1和SW3具有高电平时，第二和第四开关信号SW2和SW4可以具有低电平。当第一和第三开关信号SW1和SW3具有低电平时，第二和第四开关信号SW2和SW4可以具有高电平。
当特定的开关信号具有高电平时，被传输该特定开关信号的晶体管可以开启。当特定的开关信号具有低电平时，被传输该特定开关信号的晶体管可以关断。
当第一和第三晶体管TR1和TR3开启且第二和第四晶体管TR2和TR4关断时，第一晶体管TR1可以传输供电节点VP上的电压，且第三晶体管TR3可以传输接地节点GND上的电压。因此，输出电压VO可以具有正值，而输出电流IO也可以具有正值。也就是说，输出电流IO可以按照图2所示的方向流动。
当第一和第三晶体管TR1和TR3关断且第二和第四晶体管TR2和TR4开启时，第二晶体管TR2可以传输接地节点GND上的电压，且第四晶体管TR4可以传输供电节点VP上的电压。因此，输出电压VO可以具有负值，而输出电流IO也可以具有负值。也就是说，输出电流可以按照图2所示的方向的相反方向流动。
图4示出将死区时间DT添加到第一至第四开关信号SW1至SW4的示例。在图4中，水平轴表示时间T，垂直轴表示第一至第四开关信号SW1至SW4和输出电压VO。垂直轴的单位可以是电压V。
与图3相比，在第一和第三开关信号SW1和SW3从高电平转变到低电平时的时间点与第二和第四开关信号SW2和SW4从低电平转变到高电平时的时间点之间存在死区时间DT。类似地，在第一和第三开关信号SW1和SW3从低电平转变到高电平时的时间点与第二和第四开关信号SW2和SW4从高电平转变到低电平时的时间点之间存在死区时间DT。
在死区时间DT内，第一至第四开关信号SW1至SW4均具有低电平。也就是说，第一至第四晶体管TR1至TR4关断。死区时间DT可以防止供电节点VP和接地节点GND的短路。在死区时间DT内，输出电压VO可以具有根据死区时间DT之前的电压和电流以及第一至第四晶体管TR1至TR4的操作时序确定的电平。
在下文中，为了避免说明的复杂性，除非死区时间DT是用于解释本发明概念所必需的，否则将在示出第一至第四开关信号SW1至SW4和输出电压VO时省略死区时间DT。即使没有明确示出或提及死区时间DT，也不能解释为不存在死区时间DT。
图5示出当输出电压VO的频率fsw与负载140的谐振频率f0彼此匹配时输出电压VO和输出电流IO随时间T的波形的示例。参照图1、2和5，当输出电压VO的频率fsw和负载140的谐振频率f0彼此匹配时，输出电压VO和输出电流IO的相位可以彼此匹配。
例如，负载140的谐振频率f0可以由负载140的电感器Lpla和阻抗匹配电路130的电容器C确定。负载140的谐振频率f0可以通过方程式(1)计算：
[方程式(1)]
Figure BDA0002244008270000101
图6示出当输出电压VO的频率fsw低于负载140的谐振频率f0时输出电压VO和输出电流IO随时间T的波形的示例。参照图1、2和6，当输出电压VO的频率fsw低于负载140的谐振频率f0时，输出电压VO的相位可能滞后于输出电流IO的相位。
图7示出当输出电压VO根据图6的波形从高电平转变至低电平时逆变器123的操作状态。参照图4、6和7，当输出电压VO从高电平转变至低电平时，可存在死区时间DT。在死区时间DT内，第一至第四晶体管TR1至TR4可关断。
输出电流IO从负载140和阻抗匹配电路130流动到逆变器123。由于输出电流IO的方向，第二和第四二极管D2和D4不通过电流，而第一和第三二极管D1和D3通过电流。也就是说，当输出电压VO的相位滞后于输出电流IO的相位时，在死区时间DT内，输出电流IO从负载140和阻抗匹配电路130流动到逆变器130。
随着输出电流IO的流动，功率可能会不必要地消耗。此外，随着输出电流IO的流动，逆变器123的输出电压VO保持为供电节点VP和接地节点GND之间的电压差。输出电压VO分别施加到第二和第四晶体管TR2和TR4中每者的相对端。
当死区时间DT结束时，第二和第四晶体管TR2和TR4开启，同时高电压(例如，输出电压VO)施加到第二和第四晶体管TR2和TR4中每者的相对端，这可能是施加到第二和第四晶体管TR2和TR4的不必要应力，并且可能会使第二和第四晶体管TR2和TR4劣化。
由于逆变器123的第一至第四晶体管TR1至TR4对称地布置，所以在第一和第三晶体管TR1和TR3中可能出现相同的现象。例如，在输出电压VO从低电平转变至高电平时的死区时间DT内，功率可能会不必要地消耗，并且在第一和第三晶体管TR1和TR3中可能产生应力。
图8示出当输出电压VO的频率fsw高于负载140的谐振频率f0时输出电压VO和输出电流IO随时间T的波形的示例。参照图1、2和8，当输出电压VO的频率fsw高于负载140的谐振频率f0时，输出电压VO的相位可能超前于输出电流IO的相位。
图9示出当输出电压VO根据图8的波形从高电平转变至低电平时逆变器123的操作状态。参照图4、8和9，当输出电压VO从高电平转变至低电平时，可存在死区时间DT。在死区时间DT内，第一至第四晶体管TR1至TR4可关断。
由于输出电流IO具有正值，因此输出电流IO从逆变器123流动至阻抗匹配电路130和负载140。输出电流IO的方向可以防止输出电流IO流过第一至第四二极管D1至D4。相反，输出电流IO可以流过第一和第三晶体管TR1和TR3的寄生电容器(未示出)。
随着输出电流IO的流动，第一和第三晶体管TR1的TR3中的相对端电压可以增加供电节点VP和接地节点GND之间的电压差。当输出电流IO流动时，由于第一和第三晶体管TR1的TR3的寄生电容器(未示出)以及配线的寄生电感器(未示出)，会产生谐振(例如，寄生谐振)。寄生谐振随输出电流IO强度的增加而增加，并且可能产生高频开关噪声。
当输出电流流过第一和第三晶体管TR1和TR3时，第一和第三晶体管TR1和TR3在死区时间DT内关断，这可能在第一和第三晶体管TR1和TR3中产生应力。由于第一至第四晶体管TR1至TR4对称地布置，所以当输出电压VO从低电平转变至高电平时，在第二和第四晶体管TR2和TR4中可能产生相同的高频开关噪声和应力。
如上所述，当输出电压VO的频率fsw与负载140的谐振频率f0不同时，可能会对第一至第四晶体管TR1至TR4施加应力，或功率可能不必要地消耗。因此，应与负载140的谐振频率f0类似地控制输出电压VO的频率fsw，以提高供电装置120的可靠性和性能。
具体地，输出电压VO的频率fsw比负载140的谐振频率f0略高(例如，大约0.1％至10％)。当输出电压VO的频率fsw略高于负载140的谐振频率f0时，在图8的死区时间DT的状态下，输出电流IO的瞬时强度具有微小的正值(例如，最大值的0.1％至10％)。
在参照图8和9所描述的情况下，第一和第三晶体管TR1和TR3关断，同时微小电流流动。因此，施加到第一和第三晶体管TR1和TR3的应力微不足道。在死区时间DT内，随着输出电流IO流动，第一和第三晶体管TR1和TR3中每者的相对端电压增加供电节点VP和接地节点GND之间的电压差。
在死区时间DT内，随着输出电流IO的流动，第二和第四晶体管TR2和TR4的相对端电压减小到0伏(或类似的低电压)。也就是说，当死区时间DT结束且第二和第四晶体管TR2和TR4开启时，第二和第四晶体管TR2和TR4中每者的相对端电压为0伏。因此，施加到第二和第四晶体管TR2和TR4的应力微不足道。
同样地，当将输出电压VO的相位控制成以微小地超前输出电流IO的相位(例如，0.1％至10％)时，晶体管可以执行被称为零电压近零电流开关(ZVZCS：zero voltagenearly zero current switching)的优选开关操作。根据ZVZCS，可以稳定地控制逆变器123的第一至第四晶体管TR1至TR4。控制器125可以根据ZVZCS控制第一至第四开关信号SW1至SW4。
为了执行ZVZCD，供电装置120的操作频率应该与负载140的谐振频率匹配。根据负载140的物理特性来确定负载140的谐振频率。因此，为了使操作频率与负载140的谐振频率匹配，供电装置120需要了解操作频率并执行使操作频率与谐振频率匹配的功能。
图10是根据本发明的应用示例的供电***的框图。参照图10，供电***200包括AC功率源210、供电装置220和负载240。供电装置220包括整流器221、电容器222、逆变器223、控制器225、变压器226、滤波器227和比较器228。
整流器221、电容器222、逆变器223和阻抗匹配电路230具有与图1所述的结构相同的结构，并且以相同的方式操作。因此，这里将省略对整流器221、电容器222、逆变器223和阻抗匹配电路230的重复说明。
参照图2和图10，变压器226可以感性地耦接到阻抗匹配电路230和逆变器223之间的配线。变压器226可以产生与提供给阻抗匹配电路230的信号(例如，第一信号)相似的信号(例如，第二信号)，并且可以将产生的信号输出到滤波器227。第一信号的电压可以是输出电压VO，并且第一信号的电流可以是输出电流IO。
第二信号的电压可以具有由与输出电压VO的感性耦合确定的电平。第二信号的电流可以具有由与输出电流IO的感性耦合确定的量。第二信号的电流的相位可以与输出电流IO的相位相同，或者可以具有预定的相位差(例如180度)。
滤波器227可以对从变压器226输出的第二信号执行高通滤波或低带截止滤波。例如，滤波器227可以去除第二信号的DC分量。滤波器227可以将滤波电流IF输出到比较器228。
比较器228可以从滤波电流IF检测相位信息CI。相位信息CI可以包括关于输出电流IO的相位的信息。相位信息CI被传输到控制器225。控制器225可以使用开关信号SW和相位信息CI中的至少一者来检测输出电压VO和输出电流IO之间的相位差(或延迟时间)。
控制器225可以基于检测到的相位差(或延迟时间)来调节输出电压VO的频率fsw。当调节输出电压VO的频率fsw时，如参照图5至图9所述地调节输出电压VO与输出电流IO之间的相位差。控制器225可以调节输出电压VO的频率fsw，使得输出电压VO和输出电流IO的相位相等(或不存在延迟时间)，或相位差(或延迟时间)落入预定范围内。
图11是示出图10中的控制器225的示例的框图。参照图2、10和11，控制器225包括脉宽调制(PWM)发生器225a、检相器225b和频率调整器225c。PWM发生器225a可以控制第一至第四开关信号SW1至SW4。例如，PWM发生器225a可以控制第一至第四开关信号SW1至SW4的频率、死区时间、续流间隔等。
检相器225b可以接收第一开关信号SW1并接收相位信息CI。检相器225b可以从第一开关信号SW1和相位信息CI识别出延迟时间PI或相位差。延迟时间PI被传输到频率调整器225c。频率调整器225c可以通过控制信号CTRL来控制PWM发生器225a。
例如，频率调整器225c可以控制控制信号CTRL，使得第一至第四开关信号SW1至SW4的频率响应于延迟时间PI而以预定单位增加、减小或保持。频率调整器225c可以控制控制信号CTRL，使得开关信号SW1至SW4的频率通过参考预定查找表而根据与延迟时间PI相对应的值增加、减小或保持。
例如，频率调整器225c可以包括计算器(未示出)，该计算器被构造为使用预定函数来计算与延迟时间PI相对应的频率调整量。频率调整器225c可以控制控制信号CTRL，使得第一至第四开关信号SW1至SW4的频率根据操作员的操作结果而增加、减小或保持。
图12示出从输出电流IO中检测滤波电流IF和相位信息CI的示例。在图12中，水平轴表示时间T，垂直轴分别表示输出电流IO、滤波电流IF和相位信息CI。参照图2、10、11和12，滤波电流IF可以与输出电流IO具有相同的相位。滤波电流IF和输出电流IO之间不存在延迟时间。
相位信息CI是利用比较器228比较滤波电流IF的结果。当滤波电流IF具有正值时，相位信息CI具有高电平。当滤波电流IF具有负值时，相位信息CI具有低电平。因此，相位信息CI可以是仅检测滤波电流IF中的相位信息的结果。
图13示出第一开关信号SW1和输出电压VO的相位的示例。参照图2、10、11和13，当第一开关信号SW1具有高电平时，输出电压VO具有高电平。当第二开关信号SW2具有高电平(例如，接地电平)时，输出电压VO具有低电平(例如，负电压)。
也就是说，第一开关信号SW1的相位与输出电压VO的相位匹配。因此，可以在没有检测输出电压VO的相位的情况下将第一开关信号SW1的相位用作输出电压VO的相位。例如，可以与第一开关信号SW1以相同的方式使用第三开关信号SW3。因此，可以使用第三开关信号SW3来代替第一开关信号SW1。
图14示出通过供电装置控制输出电压的频率的方法的示例。参照图2、10、11和14，在操作S110中，控制器225可以检测输出电流IO相对于输出电压VO的延迟时间PI。例如，检相器225b可以将第一开关信号SW1与相位信息CI进行比较，以检测延迟时间PI。
在操作S120中，控制器225确定延迟时间PI是否小于第一时间T1。例如，第一时间T1可以是-5ns。当延迟时间PI小于第一时间T1时，输出电流IO具有相对于输出电压VO的负延迟。也就是说，输出电流IO的相位超前于输出电压VO的相位。
在操作S130中，频率调整器225c可以增加第一至第四开关信号SW1至SW4的频率。随着第一至第四开关信号SW1至SW4频率的增加，输出电压VO的频率也随之增加。当输出电压VO的频率增加时，如参考图8所描述，输出电流IO从电流相位延迟。因此，延迟时间PI增加。然后，控制器225执行操作S160。
当延迟时间PI不小于第一时间T1时，在操作S140中，控制器225确定延迟时间PI是否大于第二时间T2。例如，第二时间T2可以是15ns。当延迟时间PI大于第二时间T2时，输出电流IO具有相对于输出电压VO的正延迟。即，输出电流IO的相位滞后于输出电压VO的相位。
在操作S150中，频率调整器225c可以减小第一至第四开关信号SW1至SW4的频率。随着第一至第四开关信号SW1至SW4频率的降低，输出电压VO的频率也随之降低。当输出电压VO的频率降低时，如参考图6所描述，输出电流IO超前于电流相位。因此，延迟时间PI减小。然后，控制器225执行操作S160。
在操作S160中，控制器225确定延迟时间PI是否大于或等于第一时间T1并且小于或等于第二时间T2。例如，控制器225可以确定延迟时间PI是否在由第一时间T1和第二时间T2限定的范围内。当延迟时间PI在预定范围内时，控制器225可以终止频率调整(或相位调整)。当延迟时间PI未在预定范围内时，控制器225可以再次执行操作S110。
例如，在其中负载240的谐振频率根据环境变化而变化的供电***中，控制器225可以返回到操作S110以继续执行频率监测。
图15示出通过供电装置220控制输出电压VO的频率的方法的另一示例。参照图2、10、11和15，在操作S210中，控制器225可以计算输出电流IO相对于输出电压VO的延迟时间PI的平均值。
例如，检相器225b可以存储连续检测的k个延迟时间(k是正整数)。当存储了k个延迟时间时，检相器225b可以计算延迟时间的平均值。例如，控制器225可以在检测到环境变化时调节k的值，可以根据外部器件的请求或用户的请求来调节k的值。作为另一示例，k的值可以是不变的固定值。
当计算出延迟时间的平均值时，检相器225b可以输出延迟时间的平均值，作为延迟时间PI。在输出延迟时间PI之后，检相器225b可以重置(例如，清除)所存储的延迟时间。检相器225b可以开始收集k个延迟时间以计算下一个平均值。
在操作S220中，控制器225确定延迟时间PI是否小于第一时间T1。当延迟时间PI小于第一时间T1时，频率调整器225c可以在操作S230中增加第一至第四开关信号SW1至SW4的频率。随着第一至第四开关信号SW1至SW4频率的增加，输出电压VO的频率也随之增加。
当延迟时间PI不小于第一时间T1时，在操作S240中，控制器225确定延迟时间PI是否大于第二时间T2。当延迟时间PI大于第二时间T2时，在操作S250中，频率调整器225c可以减小第一至第四开关信号SW1至SW4的频率。随着第一至第四开关信号SW1至SW4频率的降低，输出电压VO的频率也随之降低。
在操作S260中，控制器225确定延迟时间PI是否大于或等于第一时间T1并且小于或等于第二时间T2。例如，控制器225可以确定延迟时间PI是否在由第一时间T1和第二时间T2限定的范围内。当延迟时间PI在预定范围内时，控制器225可以终止频率调整(或相位调整)。当延迟时间PI没有在预定范围内时，控制器225可以再次执行操作S210。
图16示出通过供电装置220控制输出电压VO的频率的方法的另一示例。参照图2、10、11和16，在操作S310中，控制器225可以检测输出电流IO相对于输出电压VO的延迟时间PI。在操作S320中，控制器225确定延迟时间PI是否小于第一时间T1。当延迟时间PI小于第一时间T1时，在操作S330中，检相器225b可以增加第一计数。然后，控制器225可以执行操作S370。
当延迟时间PI不小于第一时间T1时，在操作S340中，控制器225确定延迟时间PI是否大于第二时间T2。当延迟时间P1大于第二时间T2时，在操作S350中，检相器225b可以增加第二计数。然后，控制器225可以执行操作S370。当延迟时间P1不大于第二时间T2时，在操作S360中，检相器225b可以增加第三计数。然后，控制器225可执行操作S370。
在操作S370中，控制器225确定是否已执行了最大循环。例如，单个循环可以包括操作S310至S360。当执行循环的次数达到k(k是正整数)时，控制器225可以确定已执行了最大循环。例如，当检测到环境变化时，控制器225可以根据外部器件的请求或用户的请求来调节k的值。又例如，k的值可以是不变的固定值。
当未执行最大循环时，控制器225可以在操作S310中开始下一个循环。当已执行了最大循环时，控制器225可以重置执行循环的次数并执行操作S390。在操作S390中，控制器225可以确定第三计数是否占主导地位。例如，当第三计数大于或等于k/3时，则第三计数占主导地位。
当第三计数占主导地位时，控制器225可以终止对延迟时间的调节。当第三计数不占主导地位时，控制器225可以执行操作S390。在操作S390中，当第一计数占主导地位时，控制器225可以增加第一至第四开关信号的频率。当第二计数占主导地位时，控制器225可以减小第一至第四开关信号的频率。
如上所述，控制器225可以通过收集k个延迟时间并表决延迟时间中的占主导地位的一者来调节输出电压VO的频率fsw。例如，当连续地检测到小于第一时间T1的n个延迟时间(n是小于k的正整数)时，控制器225在无需表决的情况下增加第一至第四开关信号的频率。然后，已执行循环的次数和已收集的延迟时间可以初始化，且可以执行操作S310。
例如，当连续检测到大于第二时间T2的n个延迟时间时，控制器225可以在无需表决的情况下降低第一至第四切换信号的频率。另外，当连续地检测到小于第一时间T1的n个延迟时间时，控制器225可以在无需表决的情况下增加第一至第四开关信号的频率。然后，已执行循环的次数和已收集的延迟时间可以初始化，并且可以执行操作S310。
图17示出通过供电装置220调节输出电压VO的频率的方法的另一示例。参照图2、10、11和17，在操作S410中，控制器225可以检测输出电流IO相对于输出电压VO的延迟时间PI。在操作S415中，控制器225确定延迟时间PI是否小于第一时间T1。当延迟时间P1小于第一时间T1时，在操作S400中，检相器225b可以增加第一计数，并且重置第二计数和第三计数。
然后，在操作S425中，控制器225可以确定第一计数是否达到阈值。当第一计数等于阈值时，控制器225可以在操作S430中增加频率。然后，可以执行操作S410。当第一计数不等于阈值时，可以在不调节频率的情况下执行操作S410。
当延迟时间PI不小于第一时间T1时，在操作S435中，控制器225确定延迟时间PI是否大于第二时间T2。当延迟时间P1大于第二时间T2时，检相器225b可以在操作S440中增加第二计数，并且重置第一计数和第三计数。
然后，在操作S445中，控制器225可以确定第二计数是否达到阈值。当第二计数等于阈值时，控制器225可以在操作S450中降低频率。然后，可以执行操作S410。当第二计数不等于阈值时，可以在不调节频率的情况下执行操作S410。
当延迟时间P1不大于第二时间T2时，在操作S455中，检相器225b可以增加第三计数并且重置第一计数和第二计数。然后，在操作S460中，控制器225可以确定第三计数是否达到阈值。当第三计数等于阈值时，控制器225可以终止频率调节。当第三计数不等于阈值时，可以在不调节频率的情况下执行操作S410。
如上所述，当延迟时间连续表现出相同的特性时，控制器225可以根据该特性来调节频率或终止频率调节。
图18示出根据本发明的应用示例的逆变器223'、阻抗匹配电路230和负载240。参照图10和图18，逆变器223'可以包括第一至第四晶体管TR1至TR4、第一至第四二极管D1至D4以及电感器Lzvs。
与图2所示的逆变器123相比，逆变器223'还包括电感器Lzvs。电感器Lzvs可以耦接在被输出输出电压VO的输出节点之间。流过电感器Lzvs的电流可以是电感电流Izvs。第一至第四晶体管TR1至TR4和第一至第四二极管D1至D4可以按照与图2所示相同的方式连接和操作。
图19示出输出电流IO和电感电流Izvs随时间T的变化。参照图1、18和19，输出电压VO的相位可以与输出电流IO的相位匹配。电感电流Izvs可以作为输出电流IO的反电动势。当输出电流IO增加时，电感电流Izvs为负值，而当输出电流IO减小时，电感电流Izvs为正值。
当输出电压VO和输出电流IO的相位彼此匹配时，在输出电压VO从高电平转变至低电平时的死区时间DT(见图4)期间，输出电流IO可不流动。此时，由于电感电流Izvs，正电流在逆变器123'中流动。
类似地，当输出电压VO和输出电流IO的相位彼此匹配时，在输出电压VO从低电平转变至高电平时的死区时间期间，输出电流IO可不流动。此时，由于电感电流Izvs，负电流在逆变器123'中流动。由于电感电流Izvs，可以在逆变器123'中实现零电压近零电流开关(ZVZCS)。
可以控制提供给负载240的功率，例如，单位时间内的功率量，以精确地控制负载240的操作。可以使用各种方法来控制提供给负载240的功率。图20示出根据DC电压转换来控制功率的方法的示例。参照图20，可以根据DC电压转换来调节输出电压VO的最大值。
当使用DC电压转换时，输出电压VO和输出电流IO的相位保持不变。因此，使用DC电压转换的优点是逆变器220的操作是稳定的。另一方面，使用DC电压转换需要单独的用于执行供电节点VP的DC电压转换的DC-DC转换器。此外，使用DC电压转换的缺点是，需要一定时间来执行DC-DC转换并且功率控制速度低。
图21示出根据相移来控制功率的方法的示例。参照图21，可以根据相移来调节输出电压VO和输出电流IO之间的相位差。当重叠区域的面积由于输出电压VO和输出电流IO之间的相位差而减小时，提供给负载240的功率减小。因此，可以通过调节输出电压VO的频率fsw来调节提供给负载240a的功率。
由于通过调节输出电压VO的频率fsw来调节功率，所以可以相对迅速地调节功率。然而，如参照图5至图9所描述，当输出电压VO和输出电流IO的相位不同时，可能对第一至第四晶体管TR1至TR4施加应力。因此，逆变器220(见图10)的稳定性可能降低。
图22示出根据脉宽调制来调节第一至第四开关信号SW1至SW4和输出电压VO的示例。参照图2和22，第一开和第二开关信号SW1和SW2可以具有与如图3所示的相位相同的相位。第三和第四开关信号SW3和SW4可以具有超前于如图3所示相位的相位。
当第一和第三开关信号SW1和SW3均具有高电平时，输出电压VO具有高电平。当第三开关信号SW3的相位超前于第一开关信号SW1的相位时，第一和第三开关信号SW1和SW3都具有高电平时的时段减少。因此，减小了输出电压VO具有高电平时的时段。
当第二和第四开关信号SW2和SW4均具有高电平时，输出电压VO具有低电平。当第四开关信号SW4的相位超前于第二开关信号SW2的相位时，第二和第四开关信号SW2和SW4都具有高电平时的时段减少。因此，减小了输出电压VO为低时的时段。
图23示出根据脉宽调制来控制功率的方法的示例。参照图23，可以使用脉宽调制来调节输出电压VO的脉冲宽度。当输出电压VO和输出电流IO彼此重叠的面积减小时，提供给负载240(见图10)的功率减小。因此，可以调制输出电压VO的脉冲宽度以调节提供给负载240的功率。
然而，当输出电压VO的脉冲宽度减小时，第一至第四晶体管TR1至TR4中的一些可在输出电流IO为正值或负值时被切换。因此，应力可施加到第一至第四晶体管TR1至TR4，且逆变器220的稳定性可降低。
图24示出根据本发明的示例实施例的供电方法。参照图2、10和24，控制器225可以通过续流***来调节提供给负载的功率(例如，单位时间内的功率量)。例如，在图24中示出输出电压VO的六个时段。为了说明本发明概念，将假设六个时段为单位时间。然而，调节功率量所需的单位时间不限于输出电压VO的六个时段。
在高功率模式(HPM)下，控制器225可以按照图3或图4所示的方式控制第一至第四开关信号SW1至SW4。输出电压VO可以连续转变，并且输出电流IO也可以连续转变。在低功率模式(LPM)中，控制器225可以根据供电时段和续流时段来控制第一至第四开关信号SW1至SW4。
供电时段可以包括第一和第二供电时段P1和P2。在第一和第二供电时段P1和P2中，控制器225可以按照图3或图4所述的方式控制第一至第四开关信号SW1至SW4。续流时段可以包括第一续流时段F1。在第一续流时段F1中，控制器225可以控制第一至第四开关信号SW1至SW4，使得输出电压VO不具有高电平和低电平(例如，具有接地电平)。
例如，在第一续流时段F1中，控制器225可以将第一至第四开关信号SW1至SW4保持在低电平。由于不提供输出电压VO，因此第一续流时段F1中的输出电流IO的电流量可能小于第一和第二供电时段P1和P2中的输出电流IO的电流量。逆变器223在第一和第二供电时段P1和P2中向负载240供电，而在第一续流时段F1中不向负载240供电。
控制器225可以通过调节单位时间内供电时段的总长度和续流时段的总长度来控制在单位时间内提供给负载240的功率量。续流时段越长，提供给负载240的功率量越少。续流时段越短，提供给负载240的功率量越大。例如，功率量P可以通过方程式(2)计算：
[方程式(2)]
Figure BDA0002244008270000211
在方程式(2)中，VVP表示供电节点VP上的电压，N表示单位时间内包括的总周期数，n表示单位时间内包括的总续流时段数。例如，当续流时段以半周期为单位进行调节时，N和n可以改变为半周期数。如方程式(2)所示，可以根据供电时段的长度，即续流时段的长度来调节功率量P。
例如，续流时段可以与死区时间DT(见图4)区分开，因为续流时段具有大于或等于输出电压VO的半周期的长度。死区时间DT可以短于输出电压VO的半周期。当死区时间DT具有对应于输出电压VO的半周期的长度时，输出电压VO和输出电流IO的相位在每个周期中改变。因此，供电装置220不能正常工作。
图25示出当输出电压VO具有续流时段时电感电流Izvs的变化的示例。参照图1、18和25，可以交替地排列一个周期的供电时段和一个周期的续流时段。电感电流Izvs可以通过方程式(3)来计算：
[方程式(3)]
Figure BDA0002244008270000221
在方程式(3)中，Iini表示初始电流。在续流间隔期间，电感电流Izvs保持为负。由于电感电流Izvs的总和(或平均电流)应为零，因此电感电流Izvs的正峰值的绝对值可以大于电感电流Izvs的负峰值的绝对值。当在死区时间DT期间流动的电感电流Izvs的量变化时，逆变器123'可不均匀地操作。因此，在死区时间DT期间流动的电感电流Izvs的电流量优选是均匀的。
例如，在图25中，一个续流单元可以包括一个其中输出电压VO具有接地电平时的时段。图25示出三个供电单元和三个续流单元。再例如，一个续流单元可以包括一个其中输出电压VO具有高电平和低电平时的时段和一个其中输出电压VO具有接地电平时的时段。图25示出三个续流单元。
图26示出当输出电压VO具有续流时段时电感电流Izvs的变化的另一示例。参照图1、18和26，半周期的供电时段和半周期的续流时段可以交替地排列。图26中，电感电流Izvs的正峰值和负峰值彼此匹配。
然而，当输出电压VO具有负值时，输出电流IO具有正值。当输出电压VO和输出电流IO具有彼此相反的相位时，从负载140向逆变器123供电，这可能导致不必要的功率损耗并且可能导致负载140关断。因此，输出电压VO和输出电流IO的相位优选地具有相同的符号。
例如，在图26中，续流单元可以包括一个其中输出电压VO具有高电平时的半周期、一个其中输出电压VO具有接地电平时的半周期、一个其中输出电压VO具有低电平时的半周期和一个其中输出电压VO具有接地电平时的半周期。例如，图26示出三个续流单元。
图27示出当输出电压VO具有续流时段时电感电流Izvs的变化的另一示例。参照图1、18和27，单个续流单元可以具有四个周期。在图27中示出两个续流单元。
续流单元包括一个其中输出电压VO具有高电平和低电平时的周期、一个其中输出电压VO具有接地电平时的周期、一个其中输出电压VO处于高电平和低电平时的周期以及一个其中输出电压VO处于接地电平和低电平时的周期。电感电流Izvs的正峰值和负峰值彼此匹配。另外，输出电压VO的符号和输出电流IO的符号彼此匹配。
如图27所示，控制器125可以控制输出电压VO的频率fsw，使得输出电压VO的频率fsw和负载140的谐振频率f0彼此匹配。零电压近零电流开关(ZVZCS)可以通过电感器Lzvs实现。控制器125还可以控制续流单元，使得电感电流Izvs的负峰值和正峰值彼此匹配。控制器125可以控制续流单元，使得输出电压VO的符号和输出电流IO的符号彼此匹配。
图28是根据本发明的包括半桥电路的供电***的另一示例实施例的框图。参照图1和28，逆变器123'包括第一和第二晶体管TR1和TR2、第一和第二二极管D1和D2以及第一和第二电容器C1和C2。阻抗匹配电路130包括电容器C，并且负载140可以被建模为电感器Lpla和电阻器Rpla。
与图2所示的逆变器123相比，图28所示的逆变器123'包括代替第三晶体管TR3和第三二极管设置的第一电容器C1和代替第四晶体管TR4和第四二极管D4设置的第二电容器C2。第一电容器C1和第二电容器C2都具有足够高的电容以具有基本为直流(DC)的两端电压。与图2中的逆变器123相比，图28所示的逆变器123'可以是具有一半的输出电压范围、一半的开关和一半的开关信号的半桥式逆变器。
参照图10描述的供电装置220的逆变器223可以包括图18所示的逆变器123'。如参照图18所述，类似于逆变器223'，电感器Lzvs可以应用于逆变器123'。本发明的调节供电时段和续流时段的概念可以同样地应用于图24中的逆变器123'。另外，参考图26和27描述的控制(供应)功率的方法可以同样地应用于图28中的逆变器123'。
尽管已经详细说明了本发明及其优点，但是应理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以在本文中进行各种改变、替换和变更。

Claims (18)

1.一种供电装置，其包括：
逆变器，其被构造为将直流(DC)功率转换为交流(AC)功率；
阻抗匹配电路，其被构造为向负载提供所述交流功率；和
控制器，其被构造为检测被输出到所述阻抗匹配电路和所述负载的输出电压和输出电流的延迟时间，并根据检测的所述延迟时间调节所述输出电压的频率，
其中，当从所述输出电压和所述输出电流检测的所述延迟时间之中的小于第一时间的延迟时间占主导地位时，所述控制器增加所述输出电压的频率。
2.根据权利要求1所述的供电装置，其中，当从所述输出电压和所述输出电流检测的所述延迟时间之中的大于第二时间的延迟时间占主导地位时，所述控制器降低所述输出电压的频率。
3.根据权利要求2所述的供电装置，其中，当从所述输出电压和所述输出电流检测的所述延迟时间之中的小于或等于所述第二时间并大于或等于所述第一时间的延迟时间占主导地位时，所述控制器保持所述输出电压的频率。
4.根据权利要求1所述的供电装置，其中，当小于所述第一时间的所述延迟时间的数量大于或等于检测的所述延迟时间的数量的三分之一时，所述控制器确定小于所述第一时间的所述延迟时间占主导地位。
5.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述控制器存储k个检测的所述延迟时间，并确定所存储的所述k个检测的时间之中的占主导地位的延迟时间，
其中，k为正整数。
6.根据权利要求5所述的供电装置，其中，当n个连续的所述延迟时间小于所述第一时间时，所述控制器立即增加所述输出电压的频率而没有确定所述占主导地位的延迟时间，
其中，n是小于k的正整数。
7.根据权利要求1所述的供电装置，其还包括：
变压器，其感性地耦接到所述逆变器和所述负载之间的配线，并且被构造为输出第一信号，所述第一信号具有与提供给所述负载的所述输出电流具有相同相位的电流；和
比较器，其被构造为根据所述变压器的输出信号输出用于指示所述输出电流的相位的第二信号，并将所述第二信号输出到所述控制器。
8.根据权利要求7所述的供电装置，其中，所述逆变器包括：
并联耦接在供电节点和第一输出节点之间的第一晶体管和第一二极管；
并联耦接在所述第一输出节点和接地节点之间的第二晶体管和第二二极管；
并联耦接在所述接地节点和第二输出节点之间的第三晶体管和第三二极管；和
并联耦接在所述供电节点和所述第二输出节点之间的第四晶体管和第四二极管，
所述第一输出节点和所述第二输出节点连接到所述阻抗匹配电路，并且
所述控制器控制所述第一晶体管至所述第四晶体管的栅极的相应电压。
9.根据权利要求8所述的供电装置，其中，所述控制器根据所述第二信号和提供给所述第一晶体管的开关信号之间的相位差来调节所述输出电压的频率。
10.根据权利要求8所述的供电装置，其中，所述逆变器还包括：
耦接在所述第一输出节点和所述第二输出节点之间的电感器。
11.根据权利要求1所述的供电装置，其中，当所述延迟时间连续表现出相同特性时，所述控制器根据所述相同特性来调节所述输出电压的频率。
12.一种供电装置，其包括：
逆变器，其被构造为将直流(DC)功率转换为交流(AC)功率；
阻抗匹配电路，其被构造为向负载提供所述交流功率；和
控制器，其被构造为检测被输出到所述阻抗匹配电路和所述负载的输出电压和输出电流的延迟时间，并根据检测的所述延迟时间调节所述输出电压的频率，
其中，所述控制器还被构造为调节所述逆变器输出所述AC功率时的供电时段和所述逆变器不输出所述AC功率时的续流时段的排列，使得所述逆变器调节通过所述阻抗匹配电路提供给所述负载的每单位时间的功率量，
所述逆变器还包括电感器(Lzvs)，
所述电感器(Lzvs)耦接在被输出所述输出电压(VO)的输出节点之间，
所述控制器控制所述续流时段，使得电感电流(Izvs)的正峰值和负峰值彼此匹配。
13.一种向负载供电的方法，所述方法包括：
检测输出到负载的输出电压和输出电流的延迟时间；并且
根据检测的所述延迟时间调节所述输出电压的频率，
其中，所述调节包括：
存储多个延迟时间；
将存储的所述延迟时间之中的小于第一时间的延迟时间的数量计数为第一计数；
将存储的所述延迟时间之中的大于第二时间的延迟时间的数量计数为第二计数；
将大于或等于所述第一时间且小于或等于所述第二时间的延迟时间的数量计数为第三计数；并且
根据所述第一计数至所述第三计数之中的占主导地位的计数来调节所述输出电压的频率。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，重复进行所述检测和所述调节，直到所述延迟时间落入预定范围内。
15.根据权利要求13所述的方法，其还包括：
接收目标功率量；
将提供给所述负载的功率量与所述目标功率量进行比较；
根据比较结果，调节向所述负载提供交流(AC)功率时的供电时段和不向所述负载提供所述AC功率时的续流时段，使得所述目标功率量与单位时间内的所述功率量彼此相等；并且
根据调节后的所述供电时段和所述续流时段向所述负载供电。
16.根据权利要求13所述的方法，其中，所述调节包括：
当所述延迟时间连续表现出相同特性时，根据所述相同特性调节所述输出电压的频率。
17.一种向负载供电的方法，所述方法包括：
检测输出到负载的输出电压和输出电流的延迟时间；并且
根据检测的所述延迟时间调节所述输出电压的频率，
所述方法还包括：
接收目标功率量；
将提供给所述负载的功率量与所述目标功率量进行比较；
根据比较结果，调节向所述负载提供交流(AC)功率时的供电时段和不向所述负载提供所述AC功率时的续流时段，使得所述目标功率量与单位时间内的所述功率量彼此相等；并且
根据调节后的所述供电时段和所述续流时段向所述负载供电，
其中，供电装置包括逆变器和控制器，
所述逆变器还包括电感器(Lzvs)，
所述电感器(Lzvs)耦接在被输出所述输出电压(VO)的输出节点之间，
所述控制器控制所述续流时段，使得电感电流(Izvs)的正峰值和负峰值彼此匹配。
18.一种供电装置，其包括：
逆变器，其被构造为将直流(DC)功率转换为交流(AC)功率；
阻抗匹配电路，其被构造为向负载提供所述交流功率；和
控制器，其被构造为检测被输出到所述阻抗匹配电路和所述负载的输出电压和输出电流的延迟时间，并根据检测的所述延迟时间调节所述输出电压的频率，
其中，所述控制器还被构造为调节所述逆变器输出所述AC功率时的供电时段和所述逆变器不输出所述AC功率时的续流时段的排列，使得所述逆变器调节通过所述阻抗匹配电路提供给所述负载的每单位时间的功率量，
所述逆变器还包括电感器(Lzvs)，
所述电感器(Lzvs)耦接在被输出所述输出电压(VO)的输出节点之间，
在所述续流时段期间，电感电流(Izvs)保持为负，
所述电感电流(Izvs)的正峰值的绝对值大于所述电感电流(Izvs)的负峰值的绝对值。
CN201880026782.2A 2017-06-23 2018-06-11 供电装置和向负载供电的方法 Active CN110546873B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020170079848A KR102012743B1 (ko) 2017-06-23 2017-06-23 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법
KR10-2017-0079848 2017-06-23
PCT/KR2018/006607 WO2018236088A1 (ko) 2017-06-23 2018-06-11 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110546873A CN110546873A (zh) 2019-12-06
CN110546873B true CN110546873B (zh) 2021-10-26

Family

ID=64737304

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201880026782.2A Active CN110546873B (zh) 2017-06-23 2018-06-11 供电装置和向负载供电的方法

Country Status (6)

Country Link
US (1) US11258373B2 (zh)
EP (1) EP3644491A4 (zh)
JP (1) JP6931506B2 (zh)
KR (1) KR102012743B1 (zh)
CN (1) CN110546873B (zh)
WO (1) WO2018236088A1 (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10896806B2 (en) * 2016-11-03 2021-01-19 En2Core Technology, Inc. Inductive coil structure and inductively coupled plasma generation system
KR101957575B1 (ko) * 2017-06-23 2019-03-13 인투코어테크놀로지 주식회사 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법
KR102413538B1 (ko) * 2020-05-08 2022-06-27 인투코어테크놀로지 주식회사 정밀하게 주파수를 제어하기 위한 주파수 제어 방법 및 이를 이용하는 주파수 제어 장치
KR102386814B1 (ko) * 2020-06-30 2022-04-15 인투코어테크놀로지 주식회사 플라즈마 생성 장치 및 그 제어 방법
TWI784800B (zh) * 2021-11-16 2022-11-21 宏碁股份有限公司 電子裝置及其負載調整方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2676790B2 (ja) * 1988-06-17 1997-11-17 株式会社ダイヘン 高周波電源装置
JPH10225129A (ja) * 1997-02-13 1998-08-21 Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd 非接触給電設備
CN102074974A (zh) * 2011-01-20 2011-05-25 哈尔滨工业大学 消除单极性控制单相并网逆变器并网电流过零点畸变的装置及方法
CN102204077A (zh) * 2008-11-05 2011-09-28 株式会社日立医疗器械 相移型逆变电路、使用该电路的x射线高压装置、x射线ct装置和x射线摄影装置
CN103163764A (zh) * 2011-12-13 2013-06-19 三星电子株式会社 感应加热定影装置和成像设备

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4876635A (en) 1988-12-23 1989-10-24 General Electric Company Series resonant inverter with lossless snubber-resetting components
US5902506A (en) * 1995-12-08 1999-05-11 Thermatool Corp. Matching apparatus for connecting high frequency solid state electrical power generator to a load
JP2004327117A (ja) 2003-04-22 2004-11-18 Matsushita Electric Works Ltd 放電灯点灯装置及び照明器具
US7884587B2 (en) * 2007-08-07 2011-02-08 Ricoh Company, Limited Power supply device and image forming apparatus
EP2148421A1 (en) * 2008-07-21 2010-01-27 GH Electrotermia, S.A. Pulse density modulated high efficiency converter for induction heating
JP5839921B2 (ja) * 2011-09-30 2016-01-06 株式会社ダイヘン 高周波電源装置
JP2013125066A (ja) * 2011-12-13 2013-06-24 Samsung Electronics Co Ltd 誘導加熱定着装置および画像形成装置
JP5808012B2 (ja) * 2011-12-27 2015-11-10 東京エレクトロン株式会社 プラズマ処理装置
US10186908B2 (en) * 2015-08-04 2019-01-22 Ningbo Weie Electronic Technology Co., Ltd. Efficient power transmitting terminal, contactless power transmission device and power transmission method
KR102646688B1 (ko) * 2015-12-22 2024-03-12 써머툴 코포레이션 워크피스 가열을 위한 엄격하게 통제된 출력을 갖는 고주파수 파워 서플라이 시스템

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2676790B2 (ja) * 1988-06-17 1997-11-17 株式会社ダイヘン 高周波電源装置
JPH10225129A (ja) * 1997-02-13 1998-08-21 Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd 非接触給電設備
CN102204077A (zh) * 2008-11-05 2011-09-28 株式会社日立医疗器械 相移型逆变电路、使用该电路的x射线高压装置、x射线ct装置和x射线摄影装置
CN102074974A (zh) * 2011-01-20 2011-05-25 哈尔滨工业大学 消除单极性控制单相并网逆变器并网电流过零点畸变的装置及方法
CN103163764A (zh) * 2011-12-13 2013-06-19 三星电子株式会社 感应加热定影装置和成像设备

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"A ZVS-PWM Single-Phase Inverter Using a Simple ZVS-PWM Commutation Cell";Chien-Ming Wang et al.;《IEEE Transactions on Industrial Electronics》;20080131;第55卷(第2期);第758-766页 *

Also Published As

Publication number Publication date
KR20190000625A (ko) 2019-01-03
EP3644491A4 (en) 2021-03-10
JP2020517221A (ja) 2020-06-11
US20210226555A1 (en) 2021-07-22
CN110546873A (zh) 2019-12-06
EP3644491A1 (en) 2020-04-29
JP6931506B2 (ja) 2021-09-08
WO2018236088A1 (ko) 2018-12-27
KR102012743B1 (ko) 2019-08-21
US11258373B2 (en) 2022-02-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110546873B (zh) 供电装置和向负载供电的方法
CN109156058B (zh) 半桥谐振转换器、使用它们的电路、以及对应的控制方法
JP6370795B2 (ja) 誘導電力伝達システムの受信機及び当該受信機の制御方法
US8094473B2 (en) Bridgeless power factor correction circuit
CN108988643B (zh) Llc转换器及其操作方法和控制器以及电源
US8824180B2 (en) Power conversion apparatus
US11909331B2 (en) Power supply and method of supplying power to load
US11470694B2 (en) Induction heating device performing container sensing function
JP2011223840A (ja) 電解コンデンサレス・スイッチング電源回路及び電源装置
KR102404403B1 (ko) 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
KR102645224B1 (ko) 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
KR102489915B1 (ko) 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법
WO2007083649A1 (ja) 電源装置
KR20190098122A (ko) 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법
US20230318486A1 (en) Power Supply and Method of Supplying Power To Load
US20240223104A1 (en) Power Supply and Method of Supplying Power To Load
CN105515383A (zh) 开关控制电路、转换器以及开关控制方法
KR102512265B1 (ko) 전원 공급 장치
KR20190025883A (ko) 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant