CN110380613B - 一种实现四管变换器zvs的pwm加移相控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种实现四管变换器ZVS的PWM加移相控制方法。四管Buck‑Boost变换器存在三个自由度：Q ₁的占空比D _y1、Q ₄的占空比D _y2以及移相角对应的移相占空比D _θ ，而PWM加移相控制的三种工作模式下这三个自由度主要满足：D _θ =D _y1、D _θ =1−D _y2和D _θ =0。其控制方法为：将电感电流i _Lf送入过负检测电路得到电感电流过负信号v _comp与过负时间t _zero；设定过负时间的基准值t _{zero_ref}，将电感电流过负信号v _comp送入移相控制信号产生电路得到移相控制信号Q _olp；当t _zero小于t _{zero_ref}时，移相控制信号Q _olp的占空比D _olp=D _y2；当过负时间大于t _{zero_ref}时且V _in<V _o时，D _olp=D _y1+D _y2−1；当过负时间大于t _{zero_ref}时且V _in>V _o时，D _olp=0。本方法在实现全负载范围内所有开关管的ZVS的前提下，保证电感电流有效值最小。

Description

一种实现四管变换器ZVS的PWM加移相控制方法

技术领域

本发明涉及一种用于实现四管Buck-Boost变换器ZVS的PWM加移相控制方法，属于功率变换器的技术领域。

背景技术

对于输入电压范围较宽而输出电压介于输入电压范围之间的应用场合下，需要使用升降压变换器。其中，四管Buck-Boost升降压变换器因其具有结构简单、输入输出电压极性相同且开关管电压应力较低的特点，得到非常广泛的应用。为了提高变换器的功率密度，通常需要提高开关频率来减小滤波电感和滤波电容等无源器件的体积。但是，当开关管为硬开关时，其开关损耗会随着开关频率的升高而增加，导致变换器效率降低。为了降低开关损耗，有必要实现开关管的软开关。

相比于Buck变换器和Boost变换器，四管Buck-Boost变换器具有三个可调节的自由度：Q₁的占空比D_y1、Q₄的占空比D_y2以及移相角对应的移相占空比D_θ。虽然多个自由度增加了控制的复杂性，但这也为变换器的优化设计提供了更多的可能性。

现有研究提出了两模式电感电流临界连续的方法和两模式定频控制的方法。两模式控制，即当输入电压低于输出电压时，四管Buck-Boost变换器工作于Boost模式；反之，四管Buck-Boost变换器工作于Buck模式。对于两模式电感电流临界连续的方法，其开关频率是变化的，故轻载时开关频率过高。而对于两模式定频控制的方法，当输入电压接近输出电压时难以实现开关管的ZVS，而且轻载时，电感电流脉动较大，效率较低。

为了在整个输入电压范围和负载范围内实现ZVS，并减小电感电流有效值，现有研究提出了一种“四边形电感电流模式”的定频控制策略，但“四边形电感电流模式”中移相占空比D_θ的范围存在限制，即D_y1<D_θ<1。实际上，移相角D_θ可在[0,1]的范围内变化，故在某些输入电压和负载范围内，上述控制方法并不能保证电感电流有效值最小。

因此，如何保证四管Buck-Boost变换器在全负载范围内开关管均能够实现ZVS的同时，减小电感电流有效值是本领域研究人员亟需解决的问题。

发明内容

为了解决现有技术中存在的问题，本发明提供一种四管Buck-Boost变换器ZVS的PWM加移相控制方法，该控制方法能够在全负载范围内开关管均能够实现ZVS的同时，进一步减小电感电流有效值。

为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：

一种实现四管变换器ZVS的PWM加移相控制方法，所述四管变换器包括Q₁、Q₂、Q₃和Q₄四个开关管，且Q₁与Q₂互补，Q₃与Q₄互补，其中Q₁的占空比为D_y1，Q₄的占空比为D_y2；其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，采集四管变换器的输入电压V_in、输出电压V_o与电感电流i_Lf，所述输出电压通过电压调节器进行调节；将电感电流i_Lf送入过负检测电路得到电感电流过负信号v_comp与其相应高电平所对应时间，即过负时间t_zero；

步骤2，设定过负时间的基准值t_{zero_ref}，将电感电流过负信号v_comp送入移相控制信号产生电路得到移相控制信号Q_olp；

当过负时间t_zero小于基准值t_{zero_ref}时，移相控制信号Q_olp的占空比D_olp＝D_y2；当过负时间大于基准值t_{zero_ref}时且V_in<V_o时，D_olp＝D_y1+D_y2-1；当过负时间大于基准值t_{zero_ref}时且V_in>V_o时，D_olp＝0；将移相控制信号Q_olp送入移相电路得到分别代表Q_olp上升沿与下降沿的脉冲信号CLK1和CLK2作为时钟信号，其中CLK1经过三角波产生电路产生调制电路中的三角载波v_saw1；

步骤3，电感电流i_Lf恰好过负时刻即为Q₄的开通时刻，Q₄的关断时刻由时钟信号CLK2控制，而对于Q₁的开通时刻由三角载波v_saw1控制，关断时刻由电压调节器的输出v_error控制。

对上述技术方案的进一步设计为：所述四管变换器包括Buck单元、Boost单元和中间滤波电感L_f，所述Buck单元包括Q₁和Q₂两个开关管，Q₁为主开关管；Boost单元包括Q₃和Q₄两个开关管，Q₄为主开关管。

占空比D_y1和D_y2与输入电压V_in和输出电压V_o之间满足关系式：

所述四管变换器还设有移相角对应的移相占空比D_θ，占空比D_y1、D_y2以及D_θ之间的关系在不同输入电压V_in、不同输出电压V_o以及负载电流I_o下为：

其中，T_s为开关周期，I_o为负载电流。

移相控制信号Q_olp的占空比D_olp与占空比D_y1、D_y2以及D_θ之间的关系为：

过负时间的基准值t_{zero_ref}的表达式为：

其中，V_{ref_c}为电压调节器基准的经验值，V_cc为过负检测电路的比较器供电，T_s为开关周期。

若过负时间小于经验预设值t_{zero_ref}时，则将过负检测信号v_comp与PI调节器的基准值V_{ref_c}进行比较送入一个PI调节器，再将PI调节器的输出送入移相电路，从而得到决定控制四管Buck-Boost变换器的工作模式的移相控制信号Q_olp；若过负时间大于经验预设值t_{zero_ref}时，PI调节器的输出处于饱和状态，故利用箝位电路来对移相控制信号Q_olp的占空比D_olp进行箝位。

所述箝位电路将V_o采样值与V_in采样值相减后的结果和V_o采样值经过乘法器所得结果与电压调节器的输出v_error值经过乘法器相乘结果送入移相电路，从而将D_θ箝位，即

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

1.能够在实现全负载范围内所有开关管的ZVS的前提下，保证电感电流有效值最小，减小开关管的导通损耗，提高变换器效率；

2.实现方法可靠简单，可保证工作模式之间能够平滑切换。

附图说明

图1是本发明中四管Buck-Boost变换器的电路原理图。

图2是本发明中PWM加移相控制的三种工作模式。

图3是本发明中PWM加移相控制在V_in<V_o时的模式切换过程示意图。

图4是本发明中PWM加移相控制在V_in>V_o时的模式切换过程示意图。

图5是本发明中PWM加移相控制方式的控制示意图。

图6(a)是本发明中当输入电压为130V且满载时D_θ＝0的仿真波形图。

图6(b)是本发明中当输入电压为80V且10％负载时D_θ＝D_y1的仿真波形图。

图6(c)是本发明中当输入电压为160V且10％负载时D_θ＝1-D_y2的仿真波形图。

图7(a)是本发明中当输入电压为130V负载跳变的仿真波形图。

图7(b)是本发明中10％负载时输入电压跳变的仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施例对本发明进行详细说明。

本发明涉及的四管Buck-Boost变换器的拓扑如图1所示，其中，主要包括Q₁和Q₂两个开关管组成的Buck单元以及Q₃和Q₄两个开关管组成的Boost单元，中间滤波电感L_f主要功能为能量的存储和传递，输出电容主要用于滤除输出电压上的开关纹波。

实现Buck单元的主开关管Q₁以及Boost单元的主开关管Q₄的软开关，需要保证电感电流过负，从而开关管在开通之前结电容能够完全放电，开关管在开通之前电感电流能够流经自身的体二极管从而实现ZVS。

对于Buck单元的主开关管Q₁以及Boost单元的主开关管Q₄，其存在三个自由度：Q₁的占空比D_y1、Q₄的占空比D_y2以及移相角对应的移相占空比D_θ。

输入电压V_in和输出电压V_o与占空比D_y1和D_y2之间满足关系式：

在同一输入输出电压和负载电流下，调整占空比D_y1和D_y2，得到电感电流有效值最小时的D_θ关于D_y1和D_y2的表达式：

其中，I_o为负载电流，T_s为开关周期，L_f为电感。

因此，可以得到不同输入输出电压以及负载电流条件下PWM加移相控制策略主要包括三种工作模式，如图2所示，定义V_in<V_o轻载情况下D_θ＝D_y1工作于模式1的工作状态下，V_in>V_o轻载情况下D_θ＝1-D_y2工作于模式2的工作状态下，而重载情况下D_θ＝0工作于模式3的工作模式下。

图3和4给出了不同负载条件下四管Buck-Boost变换器工作模式切换的过程。当V_in<V_o时，如图3所示，当负载较重时，此时四管Buck-Boost变换器工作在D_θ＝0(模式3)下。随着负载逐渐减轻，Q₁的占空比D_y1会先增加至1，此时需要将模式切换至D_θ＝D_y1(模式2)。同理，当V_in>V_o时，随着负载减轻，四管Buck-Boost变换器的工作波形如图4所示，其中，随着负载减轻，D_θ＝0(模式3)的工作模式下D_y2会先减小至0，若负载继续减轻相应地切换到D_θ＝1–D_y2(模式1)。由图3和4可以看出，在模式切换的过程中，开关管Q₁～Q₄的占空比相位和脉宽均发生改变，故为PWM加移相控制策略。

而对于PWM加移相控制策略的控制电路，其原理示意图如图5所示。结合图2，在所有的控制模式下，电感电流恰好下降至零的时刻即为开关管Q₄的开通时刻，故可加入过负检测电路来控制开关管Q₄的开通，而对于其关断时刻则由时钟信号CLK2控制。而Q₁采用后沿调制，其时钟信号为CLK1。为了得到不同控制模式下的CLK1和CLK2信号，从图3和4可以看出，将CLK1的上升沿作为一个周期的开始，当四管Buck-Boost变换器工作于D_θ＝0(模式3)的工作模式下，Q_olp脉宽D_olp代表着CLK1和CLK2之间的相位差，将根据负载情况进行调节，其调节方法为：采集四管Buck-Boost变换器的输入电压V_in、输出电压V_o与电感电流i_Lf，所述输出电压通过电压调节器进行调节；将电感电流i_Lf送入过负检测电路得到电感电流过负信号v_comp与其相应高电平所对应时间，即过负时间t_zero；当四管Buck-Boost变换器工作于D_θ＝0模式时，将过负检测信号进行滤波，其输出与过负时间成正比，将过负时间与经验预设值t_{zero_ref}进行比较送入一个PI调节器，PI调节器的输出送入移相电路，从而控制移相角；而当四管Buck-Boost变换器工作于模式1或模式2时，此时过负时间大于经验预设值t_{zero_ref}，PI调节器饱和，而Q_olp的脉宽D_olp在模式1时，D_olp＝D_y1+D_y2-1；模式2时，D_olp＝0。可见，D_olp为恒定的值，故通过如图5所示的箝位电路，即将V_o采样值与V_in采样值相减后的结果和V_o采样值经过乘法器所得结果与v_error值经过乘法器相乘结果送入移相电路，从而将D_θ箝位，即

移相控制信号Q_olp送入移相电路后得到分别代表Q_olp上升沿与下降沿的脉冲信号CLK1和CLK2作为时钟信号，其中CLK1经过三角波产生电路产生调制电路中的三角载波v_saw1；

将脉冲信号CLK1和CLK2以及三角载波v_saw1反馈到开关管，从而对开关管的通断进行控制；电感电流i_Lf恰好过负时刻即为Q₄的开通时刻，Q₄的关断时刻由时钟信号CLK2控制，Q₁的开通时刻由三角载波v_saw1控制，关断时刻由电压调节器的输出v_error控制。

下面给出本发明的一个仿真实例：

根据表1给出的600W四管Buck-Boost变换器参数，在Saber中搭建仿真模型进行仿真。图6给出了不同输入电压和负载电流下四管Buck-Boost变换器的仿真波形，其中，图6(a)中当输入电压为130V满载时变换器工作在模式3；图6(b)中当输入电压为80V轻载时变换器工作在模式1；图6(c)中当输入电压为160V轻载时变换器工作在模式2，可以看出，所有开关管均能够实现ZVS且有效值较小。图7给出了PWM加移相控制的负载跳变和输入电压跳变的仿真波形，其中，图7(a)中为当输入电压为130V负载跳变的仿真波形图；图7(b)为10％负载时输入电压跳变的仿真波形图，可以看出，采用所提出的PWM加移相控制方法，输出电压能够稳定在125V，且模式之间能够平滑切换。

表1 600W四管Buck-Boost变换器仿真参数

本发明具体应用途径很多，以上所述仅是本发明的优先实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明专利的前提下，还可以做出若干改进，这些改进也应视为本专利的保护范围。

Claims (7)

1.一种实现四管变换器ZVS的PWM加移相控制方法，所述四管变换器为Buck-Boost四管变换器，所述Buck-Boost四管变换器包括Buck单元、Boost单元和中间滤波电感L_f，所述Buck单元包括Q₁和Q₂两个开关管，Q₁为主开关管；Boost单元包括Q₃和Q₄两个开关管，Q₄为主开关管；开关管Q₁与Q₂互补，Q₃与Q₄互补，其中Q₁的占空比为D_y1，Q₄的占空比为D_y2；其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，采集四管变换器的输入电压V_in、输出电压V_o与电感电流i_Lf，所述输出电压通过电压调节器进行调节；将电感电流i_Lf送入过负检测电路得到电感电流过负检测信号v_comp与其相应高电平所对应时间，即过负时间t_zero；

步骤2，设定过负时间的基准值t_{zero_ref}，将电感电流过负检测信号v_comp送入移相控制信号产生电路得到移相控制信号Q_olp；

当过负时间t_zero小于基准值t_{zero_ref}时，移相控制信号Q_olp的占空比D_olp＝D_y2；当过负时间大于基准值t_{zero_ref}时且V_in<V_o时，D_olp＝D_y1+D_y2-1；当过负时间大于基准值t_{zero_ref}时且V_in>V_o时，D_olp＝0；将移相控制信号Q_olp送入移相电路得到分别代表Q_olp上升沿与下降沿的脉冲信号CLK1和CLK2作为时钟信号，其中CLK1经过三角波产生电路产生调制电路中的三角载波v_saw1；

步骤3，电感电流i_Lf恰好过负时刻即为Q₄的开通时刻，Q₄的关断时刻由时钟信号CLK2控制，而对于Q₁的开通时刻由三角载波v_saw1控制，关断时刻由电压调节器的输出v_error控制。

2.根据权利要求1所述的实现四管变换器ZVS的PWM加移相控制方法，其特征在于：占空比D_y1和D_y2与输入电压V_in和输出电压V_o之间满足关系式：

3.根据权利要求1所述的实现四管变换器ZVS的PWM加移相控制方法，其特征在于，所述四管变换器还设有移相角对应的移相占空比D_θ，占空比D_y1、D_y2以及D_θ之间的关系在不同输入电压V_in、不同输出电压V_o以及负载电流I_o下为：

其中，T_s为开关周期，I_o为负载电流。

4.根据权利要求2所述的实现四管变换器ZVS的PWM加移相控制方法，其特征在于：移相控制信号Q_olp的占空比D_olp与占空比D_y1、D_y2以及D_θ之间的关系为：

5.根据权利要求1所述的实现四管变换器ZVS的PWM加移相控制方法，其特征在于：过负时间的基准值t_{zero_ref}的表达式为：

其中，V_{ref_c}为电压调节器基准的经验值，V_cc为过负检测电路的比较器供电，T_s为开关周期。

6.根据权利要求3所述的实现四管变换器ZVS的PWM加移相控制方法，其特征在于：若过负时间小于经验预设值t_{zero_ref}时，则将过负检测信号v_comp与PI调节器的基准值V_{ref_c}进行比较送入一个PI调节器，再将PI调节器的输出送入移相电路，从而得到决定控制四管Buck-Boost变换器的工作模式的移相控制信号Q_olp；若过负时间大于经验预设值t_{zero_ref}时，PI调节器的输出处于饱和状态，故利用箝位电路来对移相控制信号Q_olp的占空比D_olp进行箝位。

7.根据权利要求6所述的实现四管变换器ZVS的PWM加移相控制方法，其特征在于：所述箝位电路将V_o采样值与V_in采样值相减后的结果和V_o采样值的倒数经过乘法器所得结果与电压调节器的输出v_error值经过乘法器相乘结果送入移相电路，从而将D_θ箝位，即

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