CN210724569U - 一种零电压转换cll谐振dc-dc变换器 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种零电压转换CLL谐振DC‑DC变换器,包括全桥式HF变换器、零电压转换ZVT辅助电路、CLL谐振电路、隔离变压器、二极管整流电路、储能电路、负载;其中,ZVT辅助电路包括辅助电容、MOFET管、辅助电感和LD电路;CLL谐振电路包括电容C s 、电感L r 和L t 且跨接在HF变换器输出端口A,B之间;电容储能电路和二极管整流桥之间为两绕组高频变压器;二极管整流电路经输出滤波向负载供电;本实用新型的ZVT辅助电路与CLL谐振电路可有效降低开关损耗,进而提高转换器的效率,运行时间间隔和消耗的功率较小,实现了变换器整体运行优化。
Description
技术领域
本实用新型涉及一种零电压转换CLL谐振DC-DC变换器,属于电力电子软开关技术领域。
背景技术
可再生能源一直是传统能源的最有希望的替代品,使用可再生能源产生的功率波动很大,要将这种变化的功率转换成可用的恒定功率,需要一个功率调节单元。DC-DC转换器是此功率调节单元最重要的组件之一。由于硬开关,用于调节输出功率的脉宽调制(Pulse width modulated,PWM)DC-DC变换器会造成较大的开关损耗。随着高开关频率,这些开关损耗显着增加,导致效率降低。为了克服这一缺点,现有提出文献多种DC-DC谐振转换器拓扑。可以将包含LC储能电路元件的谐振转换器设计为具有软开关功能即零电压开关(Zero-voltage switching,ZVS)或零电流开关(Zero-current switching,ZCS),从而降低开关损耗,开关应力和电磁干扰(Electromagnetic Interference,EMI)。因此,可以使用高频(High-frequency,HF)开关来最小化转换器的尺寸和重量,进而增加转换器的功率密度。由于可再生能源发电***的输出电压变化很大,因此谐振转换器必须保持软开关,以在调节输出电压恒定的同时实现更高的效率。
但是在空载条件下,串联谐振转换器(Series resonant converters,SRC)很难调节输出电压,有研究者提出了并联谐振转换器(Parallel resonant converters,PRC)但光负载效率较低。同时也有串并联(Series-parallel resonant converters,LCC)和(Modified-series resonant converters,LCL)谐振转换器。然而,LCC转换器的轻载效率的改善仍然不够。通过改变开关频率来提高效率,这种变频控制会产生EMI以及与滤波器和磁性设计有关的问题,并且很难有效利用变压器的寄生元件。
发明内容
本实用新型的目的在于提出一种基于软开关CLL谐振转换器调节以实现输出电压恒定、高效率的零电压转换CLL谐振DC-DC变换器,以克服现有技术的不足。
本实用新型通过以下技术方法来实现上述目的:
1、所述零电压转换CLL谐振DC-DC变换器,包括全桥式HF变换器、CLL谐振电路、隔离变压器、二极管整流电路、储能电路;此外,还包括零电压转换ZVT辅助电路,包括MOFET管Sa、二极管D1z、D2z、辅助电容Cz及辅助电感Lz;该零电压转换ZVT辅助电路与全桥式HF变换器并联,用于连接直流电源Vs的正极、负极;所述二极管D1z与辅助电感Lz串联连接到全桥式HF变换器桥臂上的两个MOFET管S1、S4之间;所述的辅助电容Cz与MOFET管Sa并联后通过反向串联的二极管D2z连至全桥式HF变换器的一端。
2、所述DC-DC变换器只用一个ZVT辅助电路,可辅助所有的开关管以ZVS开通,并且可向HF变压器二次级侧整流二极管提供ZCS功能;
3、所述CLL谐振电路兼具串、并联谐振的优点,可且在保持开关管ZVS的同时,固有地调节谐振电流;
4、采用基于一种脉宽调制门控的DC-DC变换器控制方法,可为所有开关管提供ZVS,以适应负载和输入电压条件的变化;
5、所述DC-DC变换器可通过整流电路输入电流ir_in和并联电感器电流iLp波形来识别应当采用CCM模式或DCM模式进行控制。
采用上述技术方案带来的有益效果:
本实用新型的DC-DC变换器包括ZVT辅助电路和CLL谐振电路,可有效降低开关损耗,提高转换器的效率,运行时间间隔和消耗的功率较小,实现了变换器整体运行优化。并且可以适应负载和输入电压条件的变化,实现变换器在CCM或DCM模式下的高效率工作。
附图说明
图1为本实用新型的具有电容输出滤波器的全桥CLL谐振变换器电路;
图2为本实用新型的DC-DC变换器的隔离变压器等效及其简化电路图;
图3为本实用新型的CLL谐振DC-DC变换器最小输入电压下典型的工作波形和门控模式图;
图4为本实用新型的CCM模式下中不同工作阶段的变换器的等效电路图:(a)阶段Ⅰ,(b)阶段Ⅱ,(c)阶段Ⅲ,(d)阶段Ⅳ和(e)阶段Ⅴ;
图5为本实用新型的最大输入电压下DCM中DC-DC变换器工作的典型工作波形和门控模式:(a)无ZVT,(b)有ZVT;
图6为本实用新型的DCM模式下中不同工作阶段的变换器的等效电路图:(a)-(b)阶段Ⅵ′,(c)-(d)阶段Ⅵ″;
图中数字所表示的相应部分名称:1、直流电源;2、HF全桥变换器;3、ZVT辅助电路;4、CLL谐振电路;5、隔离变压器;6、二极管整流电路;7、电容储能滤波电路;8、负载
具体实施方式
以下结合附图,对本实用新型的技术方案进行详细说明。
如图1所示为本实用新型的ZVT CLL谐振DC-DC变换器电路图;包括:直流电源(1)、全桥式HF变换器(2)、零电压转换ZVT辅助电路(3)、CLL谐振电路(4)、隔离变压器(5)、二极管整流电路(6)、储能电路(7)、负载(8)。
全桥高频HF变换器包括四个MOFET管S1、S2、S3、S4,每个MOFET管并联一个吸收电容Cn,n=1,2,3,4。
ZVT辅助电路安装在HF变换器桥臂之间,直流输入可由可再生能源Vs提供,辅助电容Cz与MOFET管Sa并联、二极管D1z与辅助电感Lz串联连接到S1、S4之间、D2z与Cz通过串联与Vs正极相连。
CLL谐振电路跨接在HF变换器的两桥臂之间,包括电容Cs、电感Lr和Lt;电容储能电路和二极管整流桥之间为两绕组高频变压器;二极管整流电路输出滤波电容器Cf向电阻负载RL供电。
所述CLL谐振DC-DC变换器主要元件的参数及型号如表1所示:
表1变换器主要元件的参数及型号
本实用型的工作原理如下:
如图2所示为本实用新型的DC-DC变换器隔离变压器等效电路模型及其简化过程示意图,具有输出电容滤波器的CLL谐振转换器的电路图如图1所示。通过遵循网络简化技术,可以获得图1变换器输出端子AB上称为初级侧的等效电路。第一步,用T等效值表示HF变压器,将次级侧的所有参数称为初级侧,结果电路如图2(a)所示。
在图2(a)中,Llp是初级漏感,Lls是次级漏感,Lm是HF变压器的励磁电感。串联电感Lr和Llp相加以形成Lrlp(即,Lrlp=Lr+Llp)。通过使用三角形到星形变换进一步简化了电路,结果元件如图2(b)所示。图2(b)的简化元素为
与漏感相比,变压器的磁化电感非常大。在(1)中,Lm仅出现在分母中,这将La减小到很小的值。图2(b)中的串联电感Lb和L′1s表示Ls(即,Ls=Lb+L′1s),而简化的等效电路在图2(c)中给出。用等效的交流电阻Rac代替图2(c)的负载,电容滤波器和整流器块,进而得到了如图2(d)所示的等效相量电路。
如图3、5所示为CLL谐振DC-DC变换器最小、大输入电压下典型的工作波形和门控模式图,图4、6分别为CCM、DCM运行模式下变换器各工作阶段的等效电路;其中,vG1、vG2、vG3、vG4、vGa、分别为开关S1、S2、S3、S4、Sa、的门控电压;vAB为HF变换器AB端输出电压;Vs为直流输入电压;ir_in、is、iLp分别为二极管整流输入电流、谐振回路电流、并联电感器电流;is1、is2、is3、is4分别为S1、S2、S3、S4开关电流;α为开关S2和S4的开关脉冲夹角;δ为输入方波电压vAB的宽度。
从图3中可以看出,谐振回路电流is滞后于HF变换器输出电压vAB,并且在每个周期的电流变为正值之前,所有开关(S1-S4)的开关电流均为负。这表明各个开关的反并联二极管在开关导通之前导通,从而导致开关的ZVS导通。对于较高的输入电压,δ的值显着降低,因此开关S4失去ZVS,如图5(a)所示。因此,如图5(b)所示,在向S4施加门控信号之前,通过给辅助开关Sa一个短的门控脉冲来使辅助电路激活,以使其通过ZVS导通。辅助开关中的功率损耗可以忽略不计,因为它在短时间内承载很小的电流。
在一个周期内,转换器可以在连续电流模式(Continuous current mode,CCM)或不连续电流模式(Discontinuous current mode,DCM)下工作。通过观察整流电路输入电流ir_in和并联电感器电流iLp波形来识别CCM/DCM。如果ir_in=0并且iLp保持为负,则该变换器运行在DCM或CCM中进行。
(1)CCM模式:在CCM中工作的CLL谐振转换器的工作阶段如图4所示。每个阶段的等效电路图如图4(a)-(e)所示的所示。在CCM中,当施加最小输入电压时,转换器的所有开关以ZVS工作;
1)阶段Ⅰ:t0<t<t1[见图4(a)],门控脉冲施加到开关S1和S2,在上一个阶段(即t4<t<t5),谐振/开关电is为正弦波,并且开关S3和S4的门控信号将被消除。但是,由于谐振电流不能瞬时改变,因此反并联二极管D1和D2导通,为is的平稳流动提供了相同的路径,HF变换器输出电压vAB从零上升到+Vs,输出整流二极管Do1和Do2导通为负载供电;
在阶段I结束时即t1处,二极管D1和D2沿反方向导通,并花费一段时间后恢复到其反向电压阻断模式;半导体开关的这种瞬态行为并未在图3中描述,因为仅考虑了稳态特性。
2)阶段Ⅱ,t1<t<t2[见图4(b)],随着开关S1和S2导通且二极管D1和D2停止导通,负谐振电流开始增加并变为正,开关S1和S2的反并联二极管在开关导通之前导通,实现了ZVS导通,HF变换器输出电压vAB保持在+Vs,整流二极管Do1和Do2继续导通;
3)阶段Ⅲ:t2<t<t3[见图4(c)],在此阶段下,开关S2的门控信号被去除,使其截止,电感器电流必须保持相同的方向,二极管D3与S1导通。HF变换器输出电压vAB为零,此时,负载由储能电路组件存储的能量通过整流二极管Do1和Do2提供;
4)阶段Ⅳ:t3<t<t4[见图4(d)],在此阶段下,D3继续导通,开关S1停止导通;二极管D4开始导通,HF变换器输出电压vAB从零变为-Vs,整流二极管Do3和Do4开始导通;
5)阶段Ⅴ:t4<t<t5[见图4(e)]谐振电流改变方向,开关S3和S4接通,由于这两个开关的反并联二极管D3和D4在此间隔之前导通,因此开关通过ZVS导通;整流二极管Do3和Do4继续导通,为负载供电;
(2)DCM模式:随着输入电压增加到最大,可以通过脉冲宽度的显着减小来调节输出功率,这将导致不连续电流流过振荡电路的一部分(即,ir_in=0),并且iLp始终保持不变负值,如图5所示。直到阶段III,DCM中的转换器操作与CCM中描述的相同。在阶段III之后,电流ir_in变为零,电流变为负值等于iLp,这将在以下阶段进行说明。
1)阶段Ⅵ′:t3<t<t′4[见图6(a)、(b)],由于脉冲宽度δ显着减小,因此在将门控信号施加到开关S4之前,方向改变。方向的变化使开关S3和二极管D1导通,从而使电流iLp保持负值,在此时间间隔内,飞轮利用储能电路元件中存储的能量进行续流,持续这种自由旋转,直到谐振组件中的能量完全放电为止,进一步导致DCM。整流电路输入电流ir_in变为零,Do3和Do4停止导通,滤波电容器Cf仅将为负载供电;
2)阶段Ⅵ″:t′4<t<t″4[见图6(c)、(d)]施加选通脉冲vGa来接通辅助开关Sa和开关S4的反并联二极管D4也开始导通,HF变换器输出电压vAB从零变为-VS,整流二极管Do3和Do4将功率传输到负载。在此间隔结束时,将对S4施加门控信号以使其导通,反并联二极管D4在S4导通之前导通,实现开关S4的ZVS导通,从而将其导通开关损耗降至最低,一旦进入V,则辅助电感器Lz中存储的少量能量就被放电,并且循环重复。
Claims (2)
1.一种零电压转换CLL谐振DC-DC变换器,包括直流电源(1)、HF全桥变换器(2)、隔离变压器(5)、二极管整流电路(6),其特征在于,直流电源(1)连接HF全桥变换器(2)的输入端,HF全桥变换器(2)的输出端通过CLL谐振电路(4)连接隔离变压器(5)的一端,隔离变压器(5)的另一端连接二级整流管电路(6)的输入端,二极管整流电路(6)的输出端并联连接电容储能滤波电路(7)和负载(8);
该DC-DC变换器还包括ZVT辅助电路(3),所述ZVT辅助电路(3)与HF全桥变换器(2)的输入端相并联;ZVT辅助电路(3)通过二极管D 2z 连至直流电源(1)的正极,ZVT辅助电路(3)通过二极管D 1z 与辅助电感L z 串联连接到HF全桥变换器(2)与CLL谐振电路(4)间;所述ZVT辅助电路(3)包括至少一组相并联的辅助电容C z 与MOFET管S a 。
2.如权利要求1所述的DC-DC变换器,其特征在于,所述HF全桥变换器(2)包括四个MOFET管S 1、S 2、S 3、S 4,其中MOFET管S 1与S 4、MOFET管S 3与S 2分别串联得到HF全桥变换器(2)的两条桥臂;HF全桥变换器(2)的两条桥臂相并联作为HF全桥变换器(2)的输入端;HF全桥变换器(2)的两条桥臂中MOFET管S 1、S 4之间与MOFET管S 3、S 2之间相通过CLL谐振电路(4)相跨接,作为HF全桥变换器(2)的输出端;四个所述MOFET管S 1、S 2、S 3、S 4分别各并联一个吸收电容C n ,n=1,2,3,4。
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WO2023109041A1 (zh) * | 2021-12-15 | 2023-06-22 | 深圳深源技术能源有限公司 | 一种双向 dc-dc 变换器 |
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