CN110311616B - 用于同步电动机的双逆变器驱动装置 - Google Patents

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Abstract

一种双逆变器型电动机驱动装置，该电动机驱动装置对具有对应于各相的两个以上开放式端部电枢绕组的同步电动机，在该电动机驱动装置中，第一逆变器控制电路和第二逆变器控制电路通过将电压指令供给到两个逆变器中对应的一个来控制电动机，利用由逆变器控制电路执行的用于产生确定的电压指令的各个控制方法的组合，以便提供高速的控制响应，并且防止诸如两个逆变器控制电路更新电压指令的时刻之间的偏差之类的、因部件特性差异的影响而造成的控制干扰。

Description

用于同步电动机的双逆变器驱动装置
技术领域
本发明涉及一种双逆变器型同步电动机驱动装置。
背景技术
已知有用于将来自两个逆变器的多相相反极性AC输出电压进行结合以高效率地驱动同步电动机(或是诸如能作为电动机操作的电动发电机之类的的同步旋转电机)的技术，其中，电动机具有多个分别对应于两相以上的开放式端部电枢绕组，而每个绕组的端点不连接到其它绕组的端点。
这种技术例如在日本专利公布第335218号中被描述，在下文中将其指定为参考文献1。
利用这种双逆变器控制，如果这些逆变器具有相同的设计，并且在两个逆变器的各个逆变器控制电路中产生的电压指令(表示逆变器输出电压的指令值)的dq轴矢量具有相同的幅度和彼此相反的极性，则施加到电动机的电枢绕组的电压的幅度将是一个逆变器的输出电压的两倍。
参考文献1讨论了各种要点，诸如用于执行反转以使两个逆变器的输出在极性上相反的构造，以及关于基于表示各个逆变器的输出电压的指令值的电压指令进行的有关PWM(脉冲宽度调制)的一般概念。然而，虽然讨论了将反馈控制应用于这种双逆变器电动机控制装置的示例，但是却没有为了设置实际装置而必须避免的技术问题的具体说明、或是如何实现实际装置的设置的具体说明。
当控制这种电动机驱动装置的两个逆变器时，必须考虑装置的、诸如微型计算机和传感器这样的组成部件的操作特性之间的差异的影响。如果使用多个微型计算机来构成该装置，则必须考虑不同微型计算机的特性之间的变化的影响。类似地，必须考虑用于获得控制电路的反馈信息的传感器的特性之间的变化的影响。即使该装置采用单个微型计算机和成组的传感器，也可能存在通过不同微型计算机识别出的传感器信号值之间的偏差。根据逆变器的逆变器控制电路所采取的控制方法的不同，存在因这些因素而产生控制干扰的危险，或是来自逆变器的各个输出电压之间可能会产生发散。这些因素会导致电动机的不稳定运行。然而，诸如参考文献1的现有技术没有提供与有关构造双逆变器电动机驱动装置以可靠地避免这些问题的技术相关的信息。
发明内容
因此，希望通过提供一种用于驱动同步电动机的双逆变器型电动机驱动装置来克服上述问题，该电动机驱动装置被构造成避免控制干扰并确保电动机操作的稳定性。
根据本发明的电动机驱动装置适用于驱动具有对应于各相的两个以上电枢绕组的同步电动机，每个电枢绕组均具有开放式构造，其中上述电枢绕组的第一端和第二端未连接到电枢绕组的另一个端部。该电动机驱动装置包括：第一逆变器，该第一逆变器具有多个第一开关元件，这些第一开关元件各自连接到电枢绕组中对应一个的第一端；第二逆变器，该第二逆变器具有多个第二开关元件，这些第二开关元件各自连接到电枢绕组中对应一个的第二端；以及控制部段，该控制部段具有第一逆变器控制电路和第二逆变器控制电路，它们分别对第一逆变器和第二逆变器的输出电压进行控制。
第一逆变器控制电路基于外部提供的扭矩指令值产生第一电压指令，并且根据第一电压指令产生用于第一逆变器的电压控制信号，而第二逆变器控制电路根据上述扭矩指令值产生第二电压指令，并且根据第二电压指令产生第二逆变器的电压控制信号。
控制部段确定由第一逆变器控制电路和第二逆变器控制电路执行的各个控制方法的组合，确定该组合以防止控制干扰，其中，控制干扰可能由第一逆变器控制电路和第二逆变器控制电路分别产生的电压指令的更新时刻、即产生连续电压指令的时刻之间的偏差造成。控制干扰还可能由传感器获得并作为反馈信息供给到逆变器控制电路的检测值的差异造成。
在每个逆变器控制电路中，电压指令的更新时刻可以与电动机的电角度同步。这在下文中称为角度同步控制。替代地，更新时刻可以与固定的参考时刻同步，参考时刻诸如是在用于获得逆变器的电压控制信号的PWM(脉冲宽度调制)中使用的载波。这在下文中称为角度非同步控制。
从第一方面来看，通过确定一个逆变器控制电路执行诸如高速反馈控制(例如电压指令的更新周期为200微秒)的反馈控制，而另一个逆变器控制电路执行低速反馈控制(例如，电压指令的更新周期为2毫秒)，来实现本发明的目的。无关于每个逆变器控制电路应用电压指令更新时刻的角度非同步控制或角度同步控制，即使在执行高速反馈控制时，由逆变器控制电路执行的这种控制方法的组合在防止控制干扰方面也是有效的。也就是说，如果由一个逆变器控制电路执行高速反馈控制，则因高速反馈控制的操作，可以实现高速的控制响应(即对于扭矩指令值的变化做出快速响应)，并且通过由另一个逆变器执行的低速反馈控制，可以防止控制干扰。
从第二方面来看，一个逆变器控制电路执行反馈控制以产生电压指令，而另一个逆变器控制电路执行前馈控制。反馈控制可以实现为高速反馈控制。如果由一个逆变器控制电路执行高速反馈控制，则可以实现高速的控制响应，而因由另一个逆变器控制电路执行的前馈控制，可以防止控制干扰。无关于每个逆变器控制电路应用电压指令更新时刻的角度非同步控制或是角度同步控制，由逆变器控制电路执行的这种控制方法的组合在防止控制干扰方面是有效的。
从第三方面来看，可以通过确定逆变器控制电路二者都执行反馈控制来防止控制干扰，该反馈控制可以是高速反馈控制，并且逆变器控制电路二者都执行电压指令更新时刻的角度同步控制，其中，两个逆变器控制电路的电压指令更新时刻的周期相同。
附图说明
图1是适用于描述各个实施例的图，其示出了基于根据本发明的电动机驱动装置的***的整体构造。
图2是适用于描述每个实施例的图，其示出了连接到对应逆变器的逆变器控制电路的一般构造。
图3是适用于描述每个实施例的控制部段的详细框图。
图4是示出第一实施例所采用的逆变器控制方法的一般构造图。
图5是由第一实施例的控制部段执行的处理的流程图。
图6是用于描述第一实施例所获得的效果的时序图。
图7是示出第二实施例所采用的逆变器控制方法的一般构造图。
图8是由第二实施例的控制部段执行的处理的流程图。
图9是用于描述第二实施例所获得的效果的时序图。
图10是示出第三实施例的控制部段所采用的逆变器控制方法的一般构造图。
图11是示出第四实施例所应用的逆变器控制方法的一般构造图。
图12是示出第五实施例所应用的逆变器控制方法的一般构造图。
图13是示出对两个逆变器控制电路进行控制的方法的组合与控制干扰是否发生之间的关系的矩阵图。
具体实施方式
下面参考附图，描述本发明的实施例。出现在多个实施例中的元件始终用相同的符号表示。实施例中的每一个均为对电动发电机的操作进行控制的装置，该电动发电机是混合动力汽车或电动汽车的动力源。在下文中，“电动发电机”缩写为“MG”，“电动发电机控制装置”缩写为“MG控制装置”。针对电动发电机作为电动机控制进行控制的情况，描述了若干实施例。
图1示出了具有双电源和双逆变器形式的***的整体构造，该***具有两个电源11、12和两个逆变器60、70。MG80是永磁体型的三相同步旋转电机，具有包括U相绕组81、V相绕组82以及W相绕组83的的电枢绕组(以下简称为“绕组”)。当应用于混合动力车辆时，MG80可以被驱动作为用于产生扭矩以驱动车辆的车轮的电动机，或是可以被驱动作为通过从车辆发动机或从车轮传递来的动能而驱动的发电机。
MG80的三相绕组81、82、83具有开放式端部构造，每个绕组的端点与其它绕组的端点之间没有连接。三相绕组81、82、83的端点811、821、831中的每一个均连接到第一逆变器60的三相输出端子中的对应一个，并且三相绕组81、82、83的另一个端点812、822、832中的每一个均连接到第二逆变器70的三相输出端子中的对应一个。包括旋转变压器等的旋转角度传感器85对MG80已旋转的(机械)角度θm进行检测。通过控制部段200的电角度转换部段87将机械角度θm转换为电角度θe。
第一电源11和第二电源12分别独立且彼此电绝缘。这种电源可以包括诸如二次电池的可充电存储器件，或者包括诸如电双层电容器等电容器，上述二次电池例如镍氢电池、锂电池等。例如，可以使用高输出电力型锂离子电池作为第一电源11，并且可以使用高存储容量型锂离子电池作为第二电源12。两个逆变器60、70分别分开从电源11、12接收DC电力。第一电源11可以经由第一逆变器60向MG80供给电力或从MG80接收电力，并且第二电源12可以经由第二逆变器70向MG80供给电力或从MG80接收电力。
经由第一逆变器60从第一电源11向MG80供给三相AC电力，并且经由第二逆变器70从第二电源12向MG80供给三相AC电力。在第一逆变器60侧，U相电压VU1、V相电压VV1以及W相电压VW1被施加到三相绕组81、82、83的各个端点，并且在第二逆变器70侧，U相电压VU2、V相电压VV2以及W相电压VW2被施加到三相绕组81、82、83的另一个端点。
电流传感器84设置在MG80与第一逆变器60之间的供电路径中，以用于获得三相绕组81、82、83中的两个中的电流Iv、Iw的值。利用该实施例，基于仅两个相电流，来计算出三相电流Iu、Iv、Iw的值，但是同样可以采用三个电流传感器来直接检测这些三相电流值。此外，同样可以将这种电流传感器设置在MG80与第二逆变器70之间的供电路径中，或是分别设置在MG80与第一逆变器60之间及MG80与与第二逆变器70之间的两个路径中。
第一电容器16连接在高电位侧配线P1与低电位侧配线N1之间，第二电容器17连接在高电位侧配线P2和低电位侧配线N2之间。第一电压传感器18对从第一电源11施加到第一电容器16的输入电压VH1进行检测，而第二电压传感器19对从第二电源12施加到第二电容器17的输入电压VH2进行检测。
MG控制装置100设置有第一逆变器60、第二逆变器70、控制部段200以及第一驱动电路67、第二驱动电路77。第一逆变器60具有以桥式结构连接到U相、V相、W相绕组81、82、83的六个第一开关元件61-66。上臂开关元件61、62、63分别对应于U、V、W相，而下臂开关元件64、65、66分别类似地对应于U、V、W相。
第二逆变器70具有以桥式构造连接到U相、V相、W相绕组81、82、83的六个第一开关元件71-76。上臂开关元件71、72、73分别对应于U、V、W相，而下臂开关元件74、75、76分别类似地对应于U、V、W相。
开关元件61-66、71-77可以是IGBT(绝缘栅双极晶体管)，其各自均以并联方式与续流二极管连接，该续流二极管允许电流从低电位侧流到高电位侧。为了防止高电位配线P1与低电位配线N1之间或是高电位配线P2与低电位配线N2之间短路，执行各个相的上臂开关元件和下臂开关元件互补的接通/断开切换，以防止这些开关元件同时设置成接通状态(导通状态)。
例如假设下面描述的本发明的实施例中的每一个的控制部段200的功能是使用单个微型计算机实现的，该单个微型计算机具有经由数据总线(图中未示出)互连的CPU(中央处理单元)、RAM、ROM、I/O(输入/输出)接口等。然而，同样可以使用多个微型计算机。也就是说，由控制部段200通过软件处理以及硬件处理来实现用于控制逆变器60、70的功能，其中，上述软件通过在执行预先存储在诸如ROM这样的可读非易失性数据存储介质中的程序时由微型计算机的CPU执行，而上述硬件处理使用专用电路。
控制部段200具有第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202，并且确定由这些逆变器控制电路执行的各个控制方法，如下文所述。具体地，为了便于理解，在下面的描述和所附权利要求书中，将(如上所述的软件处理和专用硬件电路)所执行的、用于产生电压指令以确定特定逆变器的输出电压的控制功能描述为该逆变器的“逆变器控制电路”。
第一逆变器控制电路201基于外部提供的扭矩指令trq*(即，扭矩的参考值)并且基于来自传感器的检测信息，产生第一逆变器60的第一电压指令(表示输出电压的指令值)。第二逆变器控制电路202基于扭矩指令trq*和检测信息，类似地产生第二逆变器70的第二电压指令。第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202中的每一个接收第一电源11和第二电源12的相电流Iv、Iw、电角度θe、电压VH1、VH2等输入值。第一驱动电路67根据第一电压指令，将栅极信号供给到第一逆变器60的开关元件的栅极电极。第二驱动电路77类似地根据第二电压指令将栅极信号输出到第二逆变器70。
图2示出了控制部段200的一般构造。在图2中，标记“INV”表示“逆变器”。如上所述，控制部段200可以包括单个微型计算机，该微型计算机执行用于实现第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202的功能的存储程序，然而，同样可以通过能相互通信的各自独立的微型计算机来实现逆变器控制电路201、202的功能。第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202中的每一个均产生电压指令，该电压指令独立于(但与其协配)由另一个逆变器控制电路产生的电压指令，以分别控制逆变器60、70。
第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202都需要角度的检测值(MG80的机械角度θm)和MG80的三相电流lea的检测值，并且该信息可以由对应的单个传感器、即图2中用实线连接所指示的旋转角度传感器85和电流传感器84共同提供。然而，同样可以提供单独的旋转角度传感器85和单独的电流传感器85，如图2中通过虚线连接所示。基于电动机的电角度θe进行检测到的三相电流值向dq轴电流值的坐标转换、使用基于dq轴电流值计算出的估计扭矩值进行电流反馈控制和扭矩反馈控制，都是在电动机控制领域中众所周知的，因此，本文省略描述。本质上，逆变器控制电路201、202执行dq控制，以便基于指令扭矩Trq*的值、MG80的相电流的检测值以及MG80的电角度，分别产生第一电压指令矢量以及第二电压指令矢量，其中，上述第一电压指令矢量用于控制第一逆变器60的(三相)输出电压，上述第二电压指令矢量用于控制第二逆变器70的输出电压。
图3是适用于每个实施例的框图，示出了控制部段200中的第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202的细节。
以下说明将主要集中在第一逆变器控制电路201上，该第一逆变器控制电路201具有电流指令计算部段21、电流减法器部段22、PI(比例积分)控制器23、前馈计算部段24、电压指令求和部段25、三相AC转换部段27、调制器28以及dq转换部段29。
电角度计算部段87将由旋转角度传感器85检测到的MG80的机械角度θm转换为电角度θe。转速计算部段88通过将电角度θe相对于时间进行微分以获得电角速度并将该角速度乘以系数，来将电角度θe转换为转速ω。电角度计算部段87和转速计算部段88同样可以设置成与第一逆变器控制电路201分开。在图3中，逆变器控制电路201、202中使用的值分别以“1”和“2”为后缀。这些后缀在相电流Iv、Iw和机械角θm的情况下省略，它们的值被共同输入到逆变器控制电路201、202。
基于扭矩指令trq*，电流指令计算部段21应用数据映射或等式，来计算出dq轴电流指令Id1*、Iq1*。dq转换部段29通过使用电角度θe来执行由电流传感器84获得的相电流Iv、Iw向dq轴电流Id、Iq的坐标转换，并且dq轴电流Id、Iq作为反馈值被输入到电流减法器部段22。电流减法器部段22计算出dq轴电流Id、Iq与dq轴电流指令Id1*、Iq1*之间的dq轴电流偏差ΔId1、ΔId2。PI控制器23执行dq轴电压指令的反馈项vd_fb1、vq_fb1的比例积分计算，以便将dq轴电流偏差ΔId1、ΔId2减小到零。
前馈计算部段24基于dq轴电流指令Id1*、Iq1*以及MG转速ω，使用下面的等式(1)计算出dq轴电压指令的前馈项vd_ff1、vq_ff1。在等式(1)中，R是绕组电阻，Ld、Lq是dq轴自感值，且φ是反EMF电压常数。同样可以使用来自dq转换部段29的经转换的实际dq轴电流来代替dq轴电流指令Id1*、Iq1*。此外，可以将设备常数设定为可变值，以便能够补偿温度特性等的影响。
vd＝RxId-ωxLqxIq
vq＝RxIq-ωxLdxId+ωxφ......(1)
电压指令求和部段25将反馈项vd_fb1、vq_fb1和前馈项vd_ff1、vq_ff1相加，以获得dq轴电压指令值vd1、vq1，并将它们输出到三相AC转换部段27。在每个连续计算操作中，三相AC转换部段27使用电角度θe将dq轴电压指令vd1、vq1转换为u、v、w轴电压指令vu1、vv1、vw1。由此，分别对应于u、v、w相位从三相AC转换部段27输出的三个系列的电压指令值与检测到的DC电源电压VH1、VH2被一起输入到调制器28。调制器28基于电压指令vu1、vv1、vw1以及DC电源电压VH1、VH2，执行载波的PWM(脉冲宽度调制)，以分别产生对应于u、v、w相的栅极信号UU1、UL1、VU1、VL1、WU1、WL1。这些栅极信号被施加到第一逆变器60的开关元件61-66的栅极电极(即，控制电极)，以对第一逆变器60进行控制。
对第二逆变器70进行控制的第二逆变器控制电路202的构造和操作如下，基本上与第一逆变器控制电路201的构造和操作相同。然而，在第二逆变器控制电路202的情况下，通过信号反转电路86，将从旋转角度传感器85获得的机械角度θm进行反转，并且通过电角度计算部段87将该结果转换为电角度θe-180°。因此，在接收DC电源电压VH1、VH2以及电压指令vu2、vv2、vw2并产生施加到第二逆变器70的开关元件71-76的PWM栅极信号UU2、UL2、VU2、VL2、WU2、WL2时，第二逆变器控制电路202的调制器28执行相对于第一逆变器控制电路201的PWM反转的PWM。其结果是，由第一逆变器60产生的三相电压VU1、VV1、VW1具有与由第二逆变器70产生的三相电压VU2、VV2、VW2的极性相反的极性。
如果第二逆变器控制电路202要执行(纯)前馈控制方法，则控制部段200将该控制电路的每个反馈项vd_fb1、vq_fb1设定成零，使得仅前馈项vd_ff1，vq_ff1被用于产生输入到第二逆变器控制电路202的调制器28的电压指令vu2、vv2、vw2。
在下文中，作为纯反馈控制的闭环控制、或是反馈控制和前馈控制的组合(如图3中的第一逆变器控制电路201所示)通常被称为反馈控制(FB)，而“前馈控制(FF)”指的是纯前馈控制。
如上所述，诸如参考文献1这样的现有技术没有考虑微型计算机、传感器等的不同特性的影响，这可能导致控制干扰和不稳定的操作。
然而，利用本发明，对由逆变器控制电路201、202执行的各个控制方法进行判断，从而避免控制干扰。这些控制方法的选择根据逆变器控制电路201、202中产生的电压指令的更新时刻是否与电动机的电角度同步而不同。
下面针对各实施例描述控制部段200的构造和操作效果，这些实施例各自具有上述图3所示的基本***构造，但是这些实施例分别设定有控制方法(高速反馈控制，低速反馈控制，前馈控制)的不同组合和电压指令同步模式(与MG80的电角度同步或不同步)的不同组合，从而避免控制干扰和操作不稳定。可能的组合示于图13的表中，在下文中更具体地描述，其中标号*1至*5分别表示第一实施例至第五实施例。
第一实施例
将参考图4至图6，描述第一实施例。利用第一实施例，逆变器控制电路201、202中的每一个在与MG80的电角度θe不同步的时刻更新电压指令。逆变器控制电路的那种操作模式在下文中称为“角度非同步控制”，而更新时刻与MG80的电角度同步的模式被称为“角度同步控制”。第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202的电压指令分别作为栅极控制信号被输出到第一驱动电路67和第二驱动电路77，用于控制第一逆变器60和第二逆变器70的输出电压。利用该实施例，由逆变器控制电路201、202中的每一个执行角度非同步控制和正弦PWM。电压指令更新时刻(即，更新来自三相AC转换部段27的vu1、vv1、vv1电压指令的时刻)在连续时刻之间具有规定的周期，与作为参考时刻的PWM载波同步。
在下文中，将电压指令的更新周期大约为200微秒的反馈控制称为高速反馈控制。
图4的总体构造图示出了仅第一实施例的逆变器控制电路201、202的输入和输出信号，以及为这些逆变器控制电路设定的各个控制方法。以下描述示出其它实施例中的每一个的类似图。在图4中，“FB”表示反馈控制，“FF”表示前馈控制。由于逆变器控制电路201、202具有与上面描述相同的基本构造，因此，第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202的输入可以从图4所示的状态转换。对于下面描述的其它实施例中的每一个也是如此。
如果逆变器控制电路201、202都对第一逆变器60和第二逆变器70执行电压指令的角度非同步控制，并且两者也都执行高速反馈控制，则因上述原因(所反馈的传感器值的差异、更新电压指令的时刻的差异等)，可能会产生控制干扰。然而，在前馈控制的情况下，电压指令的更新时刻基于dq轴电流指令(Id1*、Idq*)和MG80的转速ω被唯一地确定。因此，利用本实施例，一个逆变器控制电路执行高速反馈控制，而另一个逆变器控制电路设定成执行前馈控制。
在该控制构造中，基本控制量由一个逆变器控制电路所执行的前馈控制确定，而前馈控制所提供的控制的不足则由另一个逆变器控制电路所执行的反馈控制来补偿。已经发现的是，这种控制方法的组合能够避免控制干扰，并且还能够使MG80产生的扭矩快速地遵循扭矩指令值的变化。
这种构造在因使用多个微型计算机构成控制部段200、或是因诸如传感器等器件的特性的变化而可能产生控制干扰的所有情况下都是有效的。对于下面描述的其它实施例中的每一个也是如此。
图5是由第一实施例的控制部段200执行的处理的流程图，以用于设定逆变器控制电路201、202的各个控制方法，从而防止控制干扰。在图中，“S”表示处理步骤。在S21中，对逆变器控制电路201、202中每一个的控制方法是否是高速反馈控制进行判定。可以通过确定逆变器控制电路201、202两者是否正在以相同的反馈控制周期(电压指令的相同更新周期)执行反馈控制来进行上述判断。例如，如果逆变器控制电路201、202都应用200微秒的更新周期，则在S21中做出“是”判定，如果其中一个逆变器控制电路应用100微秒的更新周期而另一个应用200微秒的更新周期，则做出“否”判定。
如果在S21中为“是”判定，则执行S22，以判断逆变器控制电路201、202是否都在执行角度同步反馈控制。如果在S21中为“否”判定或在S22中为“是”判定，则处理进入S24。如果在S21中为“是”判定而在S22中为“否”判定，也就是说，如果逆变器控制电路201和202都正在执行高速反馈控制，并且这些逆变器控制电路中的至少一个正在应用角度非同步反馈控制，则执行步骤S23A。
在S23A中，逆变器控制电路201、202中的一个继续执行高速反馈控制，而另一个被设定成用于执行前馈控制，则处理前进到步骤S24。在S24中，逆变器控制电路根据已经为它们分别设定的控制方法来操作，以基于共同供给到两个控制电路的扭矩指令和传感器检测值来驱动逆变器60和70。
将参考图6描述第一实施例所获得的效果，其中，上图示出了控制干扰的发生，而下图示出了通过第一实施例的操作防止控制干扰。沿水平轴绘制时间值，沿垂直轴绘制逆变器输出电力。假设两个逆变器控制电路的各个输出电压值从开始时间点t0开始连续增加。只要逆变器控制电路的输出电压小于特定值Mx，下面称为转换值，则那个逆变器控制电路被设定成执行电压指令更新时刻的角度非同步控制，而如果输出电压达到Mx，则对角度同步控制做出转换。
如果执行角度非同步控制，采用正弦PWM和过调制(即，PWM调制指数可以超过1)，然后假设角度同步控制是矩形波控制，则转换值Mx可以例如对应于调制指数1.27。
在图6的示例中，当第一逆变器控制电路201的输出电压在时间点t1达到转换值Mx时，该逆变器控制电路201从角度非同步控制转换到角度同步控制。在时间点t2，当来自第二逆变器控制电路202的输出电压随后达到转换值Mx时，该逆变器控制电路的操作类似地从角度非同步控制转换到角度同步控制。图6的上图示出了在从时间点t0到时间点t1的间隔中，逆变器控制电路201、202二者都执行高速反馈控制的情况。图6的下部示出了用于抑制控制干扰的本实施例的操作，由此，第一逆变器控制电路201被设定成在从时间点t0到时间点t1的间隔中执行高速反馈控制，并且第二逆变器控制电路202被设定成在该间隔中执行前馈控制。
从时间点t0到时间点t1的间隔对应于如果逆变器控制电路二者都正在执行高速反馈控制和角度非同步控制而可能产生控制干扰的情况。因此，利用如图6的下部所示的第一实施例，逆变器控制电路中的一个被设定成从时间点t0到时间点t1执行高速反馈控制，而另一个逆变器控制电路被设定成用于执行前馈控制。其结果是，防止了控制干扰。此外，由于逆变器控制电路中的至少一个执行高速反馈控制，因此，MG80的输出扭矩可以快速地遵循扭矩的指令值的变化，并且可以抑制干扰。
第二实施例
将参考图7至图9，描述第二实施例。利用第二实施例，与第一实施例同样地，对于逆变器60、70执行电压指令的角度非同步控制。然而，如图7所示，当一个逆变器控制电路(本例中，第一逆变器控制电路201)设定成执行高速反馈控制，则另一个逆变器控制电路设定成执行低速反馈控制，以防止控制干扰。
这里，“高速反馈控制”和“低速反馈控制”是相对定义的，即，采用高速反馈控制，电压指令的更新周期相对较短，而采用“低速反馈控制”，该更新周期相对较长。例如，采用高速反馈控制，上述更新周期可以是200微秒，而在低速反馈控制的情况下可以是2毫秒。从高速反馈控制向低速反馈控制转换的效果是产生响应速度的降低，在下文中称为“反应减速”。
通过增长与高速反馈控制的控制计算的重复周期，则可以实现向逆变器的低速反馈控制的转换。替代地，控制计算周期可以保持不变，而是伴随着计算出的电压指令值的“稀疏化”。例如，如果控制计算周期设定成200微秒，但在低速反馈控制期间，每10个连续计算结果中只有1个作为更新的电压指令值应用，则这具有将低速反馈控制期间的电压指令的更新周期降低到2毫秒的效果。
作为另一个替代方式，可以通过降低反馈增益来实现反应减速。
利用该第二实施例，因逆变器控制电路中的一个所执行的低速反馈控制，干扰能基本上得以抑制，而因低速反馈控制引起的控制响应速度的降低则由另一个逆变器控制电路所执行的高速反馈控制来补偿。因此，电动机的输出扭矩可以紧紧地遵循扭矩指令值的变化，并且防止控制干扰。
图8的流程图示出了在第二实施例的情况下控制部段200所执行的控制序列。其与第一实施例中执行的控制序列的不同之处在于，图5的S23A被S23B所替代。采用S23B的结果是，逆变器控制电路201、202中的一个执行高速反馈控制，而另一个逆变器控制电路设定成执行低速反馈控制。具体地，当执行S23B时，维持逆变器控制电路中的一个的高速反馈控制，而电压指令更新周期保持不变，同时另一个逆变器控制电路的电压指令更新周期被设成长几倍。
将参考图9，描述第二实施例所获得的效果。图9的上部示出了逆变器控制电路201、202二者都被设定成利用高速反馈控制执行角度非同步控制的情况。假设逆变器控制电路201、202中的每一个在与该逆变器控制电路的PWM载波的峰值时刻同步的时刻执行电压指令更新，并且逆变器控制电路201、202的各个PWM载波已经偏离相互同步的条件。这可能是例如由诸如构成各个逆变器控制电路的集成电路之类的器件的不同特性引起的，并且使得由两个逆变器控制电路产生的电压指令的各个更新时刻之间产生偏差，并且还可能导致这些更新时刻的各个周期之间的差异。如上所述，这种情况可能导致控制干扰，并具有扭矩和/或输出电压的发散。
第二实施例的相应操作在图9的下部示出。在这种情况下，第一逆变器控制电路201执行高速反馈控制，而第二逆变器控制电路202执行低速反馈控制。在这个示例中，通过对电压指令更新时刻进行“稀疏化”来执行从高速反馈控制向低速反馈控制的转换，即，第二逆变器控制电路202的电压指令更新时刻仅对应于PWM载波波形的每5个峰值时刻中的1个。
利用该实施例，低速反馈控制可以充分地抑制控制干扰，以防止干扰影响高速反馈控制，并防止发散。另外，由于逆变器控制电路中的至少一个执行高速反馈控制，因此，电动机产生的扭矩可以快速地遵循扭矩的指令值的变化，并且可以抑制干扰。
第三实施例至第五实施例
将参考图10至图12，描述第三实施例至第五实施例。利用这些实施例中，逆变器控制电路201、202二者都执行角度同步控制，即，逆变器控制电路产生电压指令，以分别对在与MG80的电角度θe同步的时刻更新的逆变器60、70进行控制。这种角度同步控制的一个示例是矩形波控制，其中单个矩形波脉冲在电角度的每个周期中产生，并且电压指令的更新时刻与这些脉冲同步。
第三实施例的逆变器控制电路的一般构造如图10所示。与第一实施例一样，一个逆变器控制电路(此处为逆变器控制电路201)执行高速反馈控制，而另一个逆变器控制电路设定成执行前馈控制。在如图11所示的第四实施例的情况下，与第二实施例一样，一个逆变器控制电路(此处为逆变器控制电路201)执行高速反馈控制，而另一个逆变器控制电路设定成执行低速反馈控制。
第三实施例和第四实施例可以提供与第一实施例和第二实施例相同的效果，每个实施例都应用了角度非同步控制。
利用第五实施例，逆变器控制电路201、202二者都执行高速反馈控制，采用电压指令更新时刻的角度同步控制，如图12所示。如上面所描述的，如果逆变器控制电路二者都执行逆变器60、70的(即，这些逆变器的相应电压指令更新时刻的)高速反馈控制和角度非同步控制，则因诸如传感器和微型计算机的特性差异等因素，可能产生控制干扰并且存在发散的危险。利用该实施例中，逆变器控制电路二者都执行角度同步控制，并且基于检测到的各相间共用的相电流值进行反馈控制，并且在与MG80的电角度同步的时刻更新由逆变器控制电路产生的各个电压指令。其结果是，尽管逆变器控制电路二者都执行高速反馈控制，但是即使逆变器控制电路中的诸如微型计算机和传感器之类的器件的特性存在差异，也可以防止控制干扰。
因此，利用该实施例，可以实现对扭矩指令值的变化的快速响应，以及对干扰的有效抑制和驱动MG80的稳定性。
其它实施例
(a)图13示出了可由逆变器控制电路202、202执行的反馈/前馈控制模式(高速反馈控制、低速反馈控制、前馈控制)与可应用于更新逆变器60、70的指令电压的控制模式(角度同步控制、角度非同步控制)的各种组合的矩阵图。在图13中，符号“O”表示不产生控制干扰的组合，符号“x”表示存在会产生控制干扰的危险的组合。符号(*1)至(*5)分别表示第一实施例至第五实施例。如图所示，如果逆变器控制电路201、202二者都执行角度非同步控制并且都执行高速反馈控制，则存在控制干扰的危险。
另外，如图13中阴影线区域内的组合所示，(除了当逆变器控制电路二者都执行角度非同步控制和低速反馈控制时)MG80可以被驱动而没有控制干扰的危险，包括逆变器控制电路中的每一个均执行角度非同步控制或角度同步控制，甚至是逆变器控制电路201、202中的每一个均执行低速反馈控制或者每一个均执行前馈控制，或是它们执行低速反馈控制和前馈控制的组合。然而，在这种情况下，整个***的控制有效性将变弱，并且抑制干扰的有效性将变低。尽管如此，这种组合对于电动机将以基本恒定的速度驱动且不需要在其中抑制干扰的应用是令人满意的。
(b)对逆变器60、70二者来说，同样可以从单个DC电源共同供电。此外，在使用两个分别独立的电源的情况下，这些电源中的每一个均不是必需是诸如可充电电池的二次电池或电容器。例如，DC电源中的一个可以是二次电池而另一个可以是燃料电池或发电机。
(c)电动机的相数不限于三相，本发明同样适用于驱动具有四相以上的同步电动机。此外，本发明同样适用于驱动具有以桥式构造连接的各相的开放式端部绕组的两相电动机。
(d)双电源和双逆变器型电动机驱动适合应用于各种车辆类型。这些车辆类型从诸如电动汽车、燃料电池车辆等纯电动车辆、以及诸如PHV(插电式混合动力汽车)和增程车辆等在很大程度上是由电力带动的混合动力传动系车辆，拓展到仅适度地电气化的车辆，例如，12-48伏ISG(集成起动发电机)车辆。根据本发明的电动机驱动装置基于逆变器电路拓扑结构，能够在广泛的操作区域中实现高效率，以用于这些不同类型的车辆。已经发现的是，很难通过使用基于切换电感器中的电流进行操作的常规类型的升压转换器(升压转换器)电路，来获得这样的结果。
应当注意的是，本发明不限于上述实施例，并且可以以各种形式实现，而不脱离所附权利要求书中阐述的本发明的范围。

Claims (6)

1.一种电动机驱动装置，所述电动机驱动装置用于对具有对应于各相的两个以上电枢绕组的同步电动机的驱动进行控制，每个所述电枢绕组均具有开放式构造，其中所述电枢绕组的第一端和第二端未连接到所述电枢绕组的另一个端部，所述电动机驱动装置包括：
第一逆变器，所述第一逆变器具有多个第一开关元件，所述第一开关元件各自连接到所述电枢绕组中对应一个的第一端；
第二逆变器，所述第二逆变器具有多个第二开关元件，所述第二开关元件各自连接到所述电枢绕组中对应一个的第二端；以及
控制部段，所述控制部段具有第一逆变器控制电路以及第二逆变器控制电路，所述第一逆变器控制电路构造成基于外部供给的扭矩指令值产生第一电压指令，并且根据所述第一电压指令产生用于所述第一逆变器的电压控制信号，所述第二逆变器控制电路构造成基于所述扭矩指令值产生第二电压指令，并且根据所述第二电压指令产生用于所述第二逆变器的电压控制信号，
其中，所述控制部段被构造成确定由所述第一逆变器控制电路和所述第二逆变器控制电路执行的、用于产生电压指令的各个控制方法，以避免由下面的原因中的一个或多个引起的控制干扰，其中，所述原因至少包括由所述第一逆变器控制电路和所述第二逆变器控制电路分别产生的电压指令的更新时刻之间的偏差和由传感器检测到的反馈值的差异，
由所述第一逆变器控制电路和所述第二逆变器控制电路执行的所述控制方法包括第一控制方法和第二控制方法中的至少一个，其中：
在所述第一控制方法中，(i)所述第一逆变器控制电路和所述第二逆变器控制电路中的一个执行前馈控制，由此确定所述同步电动机的扭矩的基本控制量，(ii)所述第一逆变器控制电路和所述第二逆变器控制电路中的另一个执行反馈控制，由此补偿由所述前馈控制提供的所述同步电动机的扭矩的基本控制量的不足，
在所述第二控制方法中，(i)所述第一逆变器控制电路和所述第二逆变器控制电路中的一个执行高速反馈控制，由此使由该逆变器控制电路产生的电压指令的更新周期相对短，(ii)所述第一逆变器控制电路和所述第二逆变器控制电路中的另一个执行低速反馈控制，由此使由该逆变器控制电路产生的电压指令的更新周期比所述第一逆变器控制电路和所述第二逆变器控制电路中的一个逆变器控制电路中的更新周期长，由此，基于所述低速反馈控制来使干扰得以抑制，而因所述低速反馈控制引起的控制响应速度的降低则基于所述高速反馈控制来补偿。
2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，所述逆变器控制电路中的每一个均执行角度非同步控制，由此使所述逆变器控制电路所产生的电压指令与所述电动机获得的电角度值不同步。
3.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，所述逆变器控制电路中的至少一个执行角度同步控制，由此使所述逆变器控制电路所产生的电压指令在与所述电动机获得的电角度值同步的时刻更新。
4.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，所述逆变器控制电路中的每一个均执行角度同步控制，由此使所述逆变器控制电路所产生的电压指令在与所述电动机获得的电角度值同步的时刻更新，而两个所述逆变器控制电路的电压指令的更新周期相同。
5.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述逆变器控制电路中的每一个均基于由所述逆变器控制电路产生的电压指令，通过脉冲宽度调制产生所述第一逆变器和所述第二逆变器中对应一个的电压控制信号，
逆变器控制电路的至少一个执行角度非同步控制，由此使所述逆变器控制电路所产生的电压指令与所述电动机获得的电角度值异步，
在执行所述角度非同步控制时，由所述逆变器控制电路所产生的电压指令在与PWM中使用的载波同步的时刻更新。
6.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，在执行预先存储在非易失性记录介质中的程序时，用于产生所述第一电压指令和所述第二电压指令的所述控制部段的各自功能至少部分地由微型计算机实现。
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