CN110224641B

CN110224641B - 电机控制用集成电路

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Publication number: CN110224641B
Application number: CN201910085425.XA
Authority: CN
Inventors: 前川佐理
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Priority date: 2018-03-01
Filing date: 2019-01-29
Publication date: 2023-04-28
Anticipated expiration: 2039-01-29
Also published as: JP6805197B2; CN110224641A; KR20190104875A; JP2019154114A; KR102260101B1

Abstract

实施方式的电机控制用集成电路具备：电流检测部，配置于直流部以检测同步电动机的相电流；占空比生成部，以追随上述同步电动机的旋转位置的方式生成3相的PWM占空比指令；PWM生成部，基于上述PWM占空比指令，生成产生各相的信号脉冲的中心的相位互不相同的3相的PWM信号模式；检测定时信号生成部，基于上述PWM占空比指令，生成上述相电流的检测定时信号；电流变化量检测部，基于上述电流检测部产生的信号及上述检测定时信号，检测上述同步电动机的相电流，进而检测上述相电流的变化量；以及旋转位置运算部，基于通过该电流变化量检测部检测到的变化量，运算与上述同步电动机的旋转位置同步的信号。

Description

电机控制用集成电路

技术领域

本发明的实施方式涉及电机控制用集成电路。

背景技术

以往，作为在中～高速域估计永磁同步电机的旋转位置的方法，例如根据对永磁同步电机的输入电压和电流来运算与永磁同步电机的速度成比例的感应电压、转子磁通，并基于感应电压来进行估计的方法被广泛应用。在这种估计方式中，除了将逆变器施加的电机的驱动电压用于运算以外，还根据计算出的感应电压及依据该感应电压的信号计算旋转位置，因此需要使用PI控制器、观测器，在这些控制器中还需要对增益等的参数进行设计·调整。

另外，由于依据电机的驱动状态、所设定的参数，因此存在无传感器控制不稳定的问题，为了实现替代纯粹的位置传感器即旋转变压器(resolver)、编码器、霍尔传感器等，需要高度的设计技术及经验。

另外，作为中～高速域的无传感器驱动方式，有如下方式：在120度通电下检测在无通电区间产生的感应电压的相位，并基于此切换通电相。根据该方式，不进行控制器的设计等就能够实现无传感器驱动。但是，通电方式限定于120度通电，除了电机电流畸变而噪音恶化以外，还存在在极低速域无法进行无传感器驱动的课题。

特许文献1：日本特开2007－336641号公报中，公开了使用电压向量施加中的电流变化量检测位置的方法。该方法，分辨率小，但不进行控制参数的调整，因而能够进行无传感器正弦波驱动。

但是，在特许文献1中，为了检测电流，需要在逆变器电路中配置三个分流电阻。在小型电机、家电领域的电机等以简易的构成构筑电机驱动***中，低成本化受到重视。因此，多使用在直流部配置单一的分流电阻的单分流电流检测方式，并希望与该检测方式对应的无位置传感器控制方式。

发明内容

因此，提供一种电机控制用集成电路，能够执行与单分流电流检测方式对应的无位置传感器控制。

实施方式的电机控制用集成电路具备：电流检测部，配置于直流部以检测同步电动机的相电流；

占空比生成部，以追随上述同步电动机的旋转位置的方式，生成3相的PWM占空比指令；

PWM生成部，基于上述PWM占空比指令，生成产生各相的信号脉冲的中心的相位互不相同的3相的PWM信号模式；

检测定时信号生成部，基于上述PWM占空比指令，生成上述相电流的检测定时信号；

电流变化量检测部，基于上述电流检测部产生的信号及上述检测定时信号，检测上述同步电动机的相电流，进而检测上述相电流的变化量；以及

旋转位置运算部，基于通过该电流变化量检测部检测到的变化量，运算与上述同步电动机的旋转位置同步的信号。

附图说明

图1是一个实施方式中的表示电机驱动控制装置的构成的功能框图。

图2是表示作为PWM载波使用的3相三角波的波形图。

图3是用空间向量表示构成逆变器电路的开关元件的接通状态的图。

图4是使用直流电压V_DC表示各电压向量产生时的相电压的大小的图。

图5是表示在各电压区段产生的电压向量的大小及能够检测的感应电压的相的图。

图6是表示在使用了一般的三角波比较法的情况下产生的电压向量的产生率的图。

图7是表示在使用了3相三角波比较法的情况下产生的电压向量的产生率的图。

图8是表示与电压向量V0、V1、V2分别对应的U、V相上侧的PWM信号、直流电流I_DC、电流检测定时t1～t4的图。

图9是表示以往的三角波比较法中的PWM信号波形及直流电流I_DC的图。

图10是表示3相三角波比较法中的PWM信号波形及直流电流I_DC的图。

图11是表示旋转位置检测装置进行的处理内容的流程图。

图12是表示步骤S1中的位置检测运算的内容的流程图。

图13是表示各部的动作波形的图。

具体实施方式

PWM生成部，基于上述PWM占空比指令，生成产生各相的信号脉冲的、中心的相位互不相同的3相的PWM信号模式；

以下，参照附图对一个实施方式进行说明。图1是表示电机驱动控制装置的构成的功能框图。直流电源1是对转子具备永久磁铁的永磁同步电机2进行驱动的电力源。直流电源1也可以将交流电源变换为直流的电源。逆变器电路3，是将6个开关元件，例如N沟道MOSFET4U+、4Y+、4W+、4U－、4Y－、4W－进行3相桥接而构成的，基于后述的PWM生成部5生成的3相量的6个开关信号，生成驱动电机2的电压。

电压检测部6检测直流电源1的电压Vdc。电流检测部7连接在逆变器电路3的负侧电源线与直流电源1的负侧端子之间。电流检测部7一般由使用了分流电阻、霍尔CT等的电流传感器及信号处理电路构成，检测电机2中流动的直流电流Idc。

电流变化量检测部8，基于从后述的电压区段及检测定时信号生成部9输入的检测定时信号t1～t4，检测4次直流电流Idc，并计算每2次的检测值的差分值作为变化量dI_DC1、dI_DC2。感应电压运算部10基于变化量dI_DC1、dI_DC2，运算3相中任意2相的感应电压作为E_now、E_pre。

旋转位置运算部11，根据2相的感应电压E_now、E_pre，求出剩余1相的感应电压，并根据所获得的3相的感应电压，计算电机2的旋转位置检测值θc。3相电压指令值生成部12，根据从上位的控制装置赋予的指令值即电压振幅指令值Vamp及电压相位指令值φv和旋转位置θc，生成3相的电压指令值Vu、Vv、Vw。

占空比生成部13，用3相电压指令值Vu、Vv、Vw除以直流电压Vdc，从而运算各相的调制指令、占空比指令Du、Dv、Dw。载波生成部14，将如图2所示那样、各相间的相位差为120度的3相三角波信号作为PWM控制中使用的载波、搬送波，输出至PWM生成部5。在图2中，以三角波的波谷为基准，产生各相的PWM信号脉冲。

PWM生成部5，对3相调制指令Du、Dv、Dw与从载波生成部14输入的3相三角波进行比较，生成各相的PWM信号脉冲。对每1相的脉冲附加死区时间，生成分别向3相上下的N沟道MOSFET4输出的开关信号U+、U－、V+、V－、W+、W－。

电压区段及检测定时信号生成部9，被输入3相调制指令Du、Dv、Dw。该电压区段及检测定时信号生成部9，基于3相调制指令Du、Dv、Dw，以(1)式所示的条件对将电角周期6等分后的电压区段(0)～(5)进行判别，并将该判别结果输出至电流变化量检测部8、感应电压运算部10及旋转位置运算部11。

if Du＞Dv＞Dw→Sector＝0

elseif Dv＞Du＞Dw→Sector＝1

elseif Dv＞Dw＞Du→Sector＝2

elseif Dw＞Dv＞Du→Sector＝3

elseif Dw＞Du＞Dv→Sector＝4

else→Sector＝5…(1)

并且，关于前述的检测定时信号t1～t4，也根据电压区段(0)～(5)的判别结果而生成。

在以上的构成中，除了电机2及逆变器电路3以外的部件，构成旋转位置检测装置15。并且，对旋转位置检测装置15追加了逆变器电路3后的部件构成电机驱动控制装置16。另外，在本实施方式中，旋转位置检测装置15，在微型计算机的内部以硬件构成。即，电机2的速度控制、电流控制等通过软件来实现，并将旋转位置检测装置15作为硬件或依据硬件的构成而设于微型计算机或集成电路的内部。

接下来，对本实施方式中的检测旋转位置的原理进行说明。旋转位置的检测，使用通过电机的旋转而产生的感应电压(EMF：electromotive force)。(2)式表示永磁同步电机的3相电压方程式。右边第3项是感应电压项，包括旋转位置θ的信息。

【数式1】

其中，

Vu、Vv、Vw：U、V、W相电压[V]

Iu、Iv、Iw：U、V、W相电流[A]

Lu、Lv、Lw：U、V、W相电感[H]

R：绕线电阻[Ω]

φ_f：永磁铁的电枢交链磁通[Wb]

ω：电机转速[rad/s]

在此，图3所示的空间向量图中的各电压向量产生时的相电压的大小，能够使用直流电压V_DC如图4所示那样表示。并且，电压向量V1(100)施加时的U相电压方程式为(3)式。

【数式2】

将此时产生的电流变化量dIu标记为dIu(100)，对(3)式变形，获得(4)式。

【数式3】

同样地，在将图3所示的空间向量图中的电压向量V2(110)施加时的W相电流变化量设为dIw(110)时，成为(5)式。

【数式4】

另外，假定相对于永久磁铁的磁通而言电机的显著性(saliency)的影响较小，并近似为Lu＝Lw＝L。并且，对(4)式追加(5)式时，相电流的总和为零，所以获得(6)式。

【数式5】

同样地，电压向量V2(110)及V3(010)时的电流变化量的和以(7)式表示。

【数式6】

并且，相电流及感应电压的总和是零，因此运算－(6)式－(7)式后，获得(8)式。

【数式7】

在此，在电机的转速ω为某程度较快的状态下，(6)、(7)、(8)式的右边为，第1项《第2项，因此能够将由电阻引起的电压降即右边第1项近似为零。将这些作为3相的感应电压Eu、Ev、Ew表示时，获得(9)式。

【数式8】

即，如果使用电压向量施加中的电流变化量，则能够检测相位差分别为2π/3的3相感应电压。并且，将所检测到的3相感应电压用(10)式进行3相/2相变换，并以(11)式运算反正切，从而能够求出旋转位置θc。

【数式9】

另外，在使用电压向量V1、V2施加时的电压向量时，求出了V相感应电压Ev，但对全部电压向量进行广义化时，成为图5所示的关系。即，根据产生的电压向量能够检测的感应电压相切换。并且，每个电压区段产生的电压向量不同。例如在电压区段(0)产生的电压向量仅为V1(100)、V2(110)。因此，仅能够检测(9)式中的电流变化量中的、dIu(100)、dIw(110)，而dIv(010)无法检测。另外，严密地，也产生其他的电压向量，但在此，按每个电压区段提取产生率最高的2个电压向量。

因此，对于图3所示的空间向量，着眼于电压区段切换的定时。在例如电压区段刚刚从(0)切换为(1)后，在电压区段(1)中的电压向量V2(110)、V3(010)产生的期间，能够检测电流变化量dIw(110)、dIv(010)。通过它们，能够检测本次的感应电压E_now＝Eu。另外，切换前的电压区段是(0)，所以在电压向量V1(100)、V2(110)产生的期间能够检测电流变化量dIu(100)、dIw(110)。通过它们能够检测感应电压Ev。将其作为前次的感应电压E_pre保存。

并且，如果将电压区段的切换所需要的时间在与电机2旋转的周期相比较而言可以说非常快的控制区域视为零，则根据E_now(Eu)和E_pre(Ev)，基于(9)式求出第3相的感应电压Ew。如果求出3相的感应电压，则通过(10)、(11)式求出旋转位置θ_c。

另外，(9)式左边的各相电流变化量，在本实施方式中根据直流电流I_DC按照(12)式求出。

【数式10】

在此，如(12)式那样，为了根据各开关模式检测3相的电流，需要产生对应的电压向量以检测各相电流。为了生成3相的PWM信号而使用一般的三角波比较法时，在例如调制率为0.3的情况下，如图6所示那样产生各电压向量。横轴是电角，纵轴是PWM1周期中的各电压向量的产生比例。与此相对，在使用如下述的文献所示的3相三角波作为载波时，各电压向量的产生比例如图7所示那样增加。

文献名：“电气学会半导体电力变换方式调查专门委员会：“半导体电力变换电路”，电气学会(1987)”

例如，将检测电流变化量所需的电压向量产生期间的比例设为PWM周期的0.2，在图6中用虚线表示。在该情况下，通过单一的三角波载波比较法，除了各电压向量V0及V7以外并未达到0.2，而无法检测。与此相对，使用3相三角波载波时，如图7所示那样，各电压区段中检测对应的相的感应电压所必要的2个电压向量为0.2以上。由此，必要的电流变化量变得能够检测。

另外，检测电流变化量所必要的电压向量的产生期间，根据逆变器的规格等而不同。图8表示在与电压向量V0(000)、V1(100)、V2(110)分别对应的开关状态下的、U、V相的上侧PWM信号和直流电流I_DC、电流检测定时t1～t4。

例如，在开关状态从电压向量V0变化为V1时，电流I_DC中在开关的过度状态产生脉动，因此在从变化的时刻起经过了某程度时间的定时t1，进行电流I_DC的第1次的采样。将该等待时间设为PWM周期T_pwm的0.1。自此，在进一步经过了周期T_pwm的0.1的量后的定时t2进行第2次的采样，求出电流变化量ΔI_DC。

另外，在定时t1、t2检测的是U相(+)的电流变化量，在定时t3、t4检测的是W相(－)的电流变化量。这样，为了高精度地检测电流I_DC，需要充分确保特定的电压向量产生的期间，但如果使用3相三角波载波，则能够充分确保必要的电压向量的产生期间，能够进行旋转位置θc的检测。

图9、图10表示以往的三角波比较法和3相三角波比较法中的PWM信号波形及直流电流I_DC。可知，3相三角波比较法生成120度相位差的PWM信号，所以各电压向量的产生时间增加，从而直流电流I_DC的通电时间与图9相比较增加。

接下来，参照图11至图13对本实施方式的作用进行说明。图11及图12是基于此前说明的原理，主要表示旋转位置检测装置14进行的处理内容的流程图。首先，在旋转位置运算部11进行图12所示的位置检测运算时(S1)，占空比生成部13计算各相占空比Du、Dv、Dw(S2)。信号生成部9将当前的电压区段代入于“前次区段”时(S3)，基于(1)式，根据各相占空比Du、Dv、Dw求出当前的电压区段(S4)。PWM生成部5将基于3相三角波载波和各相占空比Du、Dv、Dw生成的各相PWM信号输出至逆变器电路3(S5)。

步骤S1中的位置检测运算如图12所示那样执行。电流变化量检测部8，根据直流电流I_DC，求出与该时刻的电压区段对应的2相的电流变化量dI_DC1、dI_DC2(S11)。感应电压运算部10，在对前次检测到的感应电压E_pre代入本次检测到的感应电压E_now时(S12)，根据电流变化量dI_DC1、dI_DC2，检测本次的感应电压E_now(S13)。

接着，判断当前的电压区段与前次的电压区段是否不同(S14)，如果是相同的电压区段(否)则结束处理。另一方面，如果电压区段不同(是)，则根据感应电压E_now、E_pre，求出第3相的感应电压E₃(S15)。并且，对感应电压E_now、E_pre、E₃，通过(10)式进行3相/2相变换，并进行(11)式的反正切运算，求出旋转位置θc(S16)。

图13表示各部的动作波形。基于各相的调制指令，流通3相电流，驱动电机2。此时，可知，能够检测根据所检测到的电流变化量通过感应电压运算部10求出的本次的感应电压E_now。虚线是各电压区段切换的定时，按每个电压区段检测到的感应电压切换为Eu、Ev、Ew。并且，在电压区段的切换定时根据本次的感应电压和前次的电压区段的感应电压而求出的旋转位置是θc。可知，虽然相对于实际的旋转位置θ有某程度的误差，但是以将电角1周期6等分的分辨率能够检测位置。

如以上那样，根据本实施方式，占空比生成部13，以追随电机2的旋转位置的方式生成3相占空比指令Du、Dv、Dw，PWM生成部5使用3相三角波作为载波，根据3相占空比指令Du、Dv、Dw，生成产生各相的信号脉冲的中心的相位相差120度的3相的PWM信号模式。信号生成部9基于占空比指令Du、Dv、Dw，生成相电流的检测定时信号t1～t4。

电流变化量检测部8，基于电流检测部7产生的信号及检测定时信号t1～t4，检测电机2的相电流，并且检测该相电流的变化量。旋转位置运算部11，基于通过电流变化量检测部8检测到的变化量，运算与电机2的旋转位置同步的信号。如果这样构成，电机2的常数设定、控制增益的调整等变得不需要，能够根据检测到的电流变化量直接通过运算求出旋转位置。

另外，感应电压运算部10，根据相电流的变化量计算3相的感应电压后，将3相的感应电压变换为正交坐标系的2相的电压，并对于2相的电压进行反正切运算，从而求出旋转位置。具体而言，对于3相的PWM信号模式，设定根据产生率高的2个电压向量的组将电角周期6等分后的电压区段(0)～(5)，在转移前的电压区段运算第1相的感应电压E_pre，接下来在转移后的电压区段运算第2相的感应电压E_now，并根据感应电压E_pre、E_now运算第3相的感应电压E₃。将这3相的感应电压变换为正交坐标系的2相的电压Eα、Eβ，对于2相的电压进行反正切运算tan^－1(Eα/Eβ)，从而求出旋转位置θc。由此，能够有效地运算旋转位置θc。

(其他的实施方式)

为了如本实施方式那样产生3相的PWM信号，既可以不使用3种载波而利用相位平移功能等，实现与使用3相三角波的情况下等价的状态，也可以利用对于1种载波使设定占空比的定时、脉冲产生的比较极性等变更等的方法。总之，只要以产生各相信号脉冲的中心的相位彼此相差120度的方式产生3相的PWM信号模式即可。

另外，相位差未必一定设为120度，只要赋予相同程度的相位差、大致120度的相位差即可。

另外，检测电流的定时不需要与PWM载波的周期一致，也可以以例如载波周期的2倍、4倍的周期进行检测。因此，对电流变化量检测部输入的电流检测定时信号，不需要是根据载波获得的信号本身，也可以是用单独的定时器生成的信号。

电流检测部既可以是分流电阻也可以是CT。

开关元件可以使用MOSFET、IGBT、功率晶体管、SiC、GaN等的大间隙半导体等。

对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子提示的，意图不是限定发明的范围。这些新的实施方式，能够以其他的各种各样的方式实施，在不脱离发明的宗旨的范围内，能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形，包含在发明的范围及宗旨中，并且包含在权利要求书记载的发明及其等同的范围中。

Claims

1.一种电机控制用集成电路，具备：

电流检测部，配置于直流部以检测同步电动机的相电流；

PWM生成部，基于上述PWM占空比指令，生成产生各相的信号脉冲的中心的相位互不相同的3相的PWM信号脉冲；

旋转位置运算部，基于通过该电流变化量检测部检测到的变化量，运算与上述同步电动机的旋转位置同步的信号，

上述旋转位置运算部具备感应电压运算部，该感应电压运算部根据上述相电流的变化量计算3相的感应电压，

将上述3相的感应电压变换为正交坐标系的2相的电压，

对上述2相的电压进行反正切运算，从而求出上述旋转位置，

上述检测定时信号生成部，根据上述3相的PWM占空比指令的大小关系，设定将电角周期6等分后的6个电压区段，并输出至上述旋转位置运算部及上述感应电压运算部，

上述感应电压运算部，在转移前的电压区段中运算第1相的感应电压，接着在转移后的电压区段运算第2相的感应电压，并根据上述第1相及上述第2相的感应电压，运算第3相的感应电压。

2.如权利要求1所述的电机控制用集成电路，其中，

上述PWM生成部生成上述中心的相位彼此差120度的3相的PWM信号脉冲。