JPH09154294A - ブラシレス直流モータの駆動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】端子電圧が１点しか検出できない場合でも、電
圧の時間に対する変化量からブラシレス直流モータのロ
ータ位置を検出精度よく検出し、低速回転域から高速回
転域まで、良質の制御が可能なモータ速度制御装置を提
供する。 【解決手段】モータの端子電圧より、精度良く誘起電圧
情報を検出し、１点しか電圧検出できない場合でも、そ
の電圧の時間に対する変化量から次回転流時刻を決定す
る構成とし、良質な速度制御を実現する。 【効果】モータ端子電圧が１点しか検出できない場合で
も、電圧の時間に対する変化率からロータの位置を推定
することにより、ブラシレス直流モータの良質な速度制
御を実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレス直流モ
ータの駆動法に係わり、特に回転子の位置検出をホール
素子等の磁気検出手段を用いることなく行うことができ
る、いわゆるブラシレス直流モータのセンサレス駆動方
法に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般にブラシレス直流モータの駆動制御
は、ロータの磁極位置と通流すべき巻線の位置とを密接
に関係付けて行う必要がある。そして、モータの出力ト
ルクは、ロータの有する磁極の磁束とステータの有する
巻線に流す電流との相互作用によって発生する。このた
め、ブラシレス直流モータの駆動は、ロータの磁極から
発生する磁束が最大となる付近に存在する相の巻線に電
流を流すことにより最大のトルクを発生させてモータを
回転制御する必要がある。また、ブラシレス直流モータ
の駆動制御は、ロータの磁極位置の回転に従って、電流
を流すべき相を時々刻々に切り替えていくことにより行
われるが、この相の切り替えである転流の時刻が磁極最
大位置よりも大幅にずれた場合、これによって発生する
トルクが減少し、最悪の場合、モータは脱調し停止に至
ることになる。

【０００３】従って、ブラシレス直流モータの駆動制御
は、何らかの手段によってロータの磁極位置を検出し
て、これにより制御を行う必要がある。

【０００４】この種のセンサレス形ブラシレス直流モー
タのロータ磁極位置検出回路に関する従来技術として、
例えば、特開平7−123773 号公報等に記載された技術が
知られている。

【０００５】この従来技術は、モータの無通電相のモー
タ端子電圧をローパスフィルタを用いることなく直接サ
ンプリングして検出するＡ／Ｄ変換器と、このサンプリ
ング値の内の２点を用いて検出電圧の時間に対する変化
率を求めて、これを外挿補間することによって誘起電圧
情報を得、この誘起電圧情報に基づいてロータの位置を
推定し、その結果から転流時刻を決定し適切な時刻に転
流を行うというものである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来、モータの無通電
相のモータ端子電圧をローパスフィルタを用いることな
く直接サンプリングし、２点のサンプリング値から検出
電圧の時間に対する変化率を求めて、これを外挿補間す
ることによって誘起電圧情報を得、この誘起電圧情報に
基づいてロータの位置を推定する方法に関しては、例え
ば、特開平7−123773号公報に述べられている。この従
来技術は、原理的に無通電相の端子電圧を常に２点以上
検出しなければならず、モータの回転数が高速になり、
２点以上の端子電圧が検出できなくなった場合、検出電
圧の時間に対する変化率が算出できないため、転流時刻
を決定できず、モータが停止するという問題点を有して
いる。

【０００７】本発明の目的は、前述した従来技術の問題
点を解決し、モータが高速回転した場合においても端子
電圧の時間に対する変化率を精度良く算出し、ロータの
磁極位置を正しく推定することのできるブラシレス直流
モータの駆動方法を提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明によれば上記目的
は、モータの無通電相のモータ端子電圧をローパスフィ
ルタを用いることなく直接サンプリングして検出するＡ
／Ｄ変換器と、この検出値から端子電圧の時間に対する
変化率を求め、誘起電圧情報とし、この誘起電圧情報に
基づいてロータの位置を推定し、その結果から転流時刻
を決定し適切な時刻に転流を行い、端子電圧を２点以上
検出できる場合には、この２点の検出値から前記端子電
圧の時間に対する変化率を求め、２点以上の電圧を検出
できない場合には、前に算出した端子電圧の時間に対す
る変化率を基に、モータ回転数に応じた端子電圧の時間
に対する変化率を推定し、外挿補間することによって誘
起電圧情報を得、この誘起電圧情報に基づいてロータの
位置を推定し、その結果から転流時刻を決定し、適切な
時刻に転流を行うようにブラシレス直流モータを駆動す
る制御部とを備えることにより達成される。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるブラシレス直
流モータの駆動方法の実施例を図面により詳細に説明す
る。

【００１０】図１は本発明による駆動方法が適用される
ブラシレス直流モータのシステム構成を示すブロック
図、図２はモータに対して理想的な転流時刻で通流が制
御され、モータが一定速度で回転している状態における
モータの誘起電圧，検出端子電圧，処理電圧の波形を模
式化して示す図、図３はモータ回転数に対する端子電圧
の検出可能回数を表す図、図４はモータ回転数に対する
単位時間当たりの端子電圧の変化量を表した図である。
図１において、１は直流電源、２はインバータ回路、３
はセレクタ、４はＡ／Ｄ変換器、５は制御部、６はドラ
イバ回路部、７はステータ、８はロータ、９は負荷であ
る。

【００１１】本発明が適用されるブラシレス直流モータ
駆動システムは、図１に示すように、直流電源１，イン
バータ回路２，３相の巻線の内の無通電相の１相を選択
するセレクタ３，選択した端子の端子電圧のアナログ値
を電子計算機で演算できるようにディジタル値へ変換す
るＡ／Ｄ変換器４，検出された電圧からその変化率及び
転流時刻を決定し、インバータ回路２を制御するドライ
バに信号を出力する制御部５，インバータ回路２のドラ
イバ回路部６，Ｕ，Ｖ，Ｗ相の巻線が一端で結線された
３相のブラシレス直流モータのステータ７，永久磁石を
用いた磁極を有するロータ８，モータ結合される負荷９
により構成されている。

【００１２】以後の説明における本発明の一実施例によ
るモータの駆動方法は、高出力トルクを得ることのでき
る１２０度通電形駆動とし、また、モータの制御方法
は、直流電圧の通流率を制御するいわゆるＰＷＭ制御で
あり、チョッピングを行うスイッチング素子は、直流電
源１の正電圧側に接続されているものとする。

【００１３】なお、チョッピングを行うスイッチング素
子が、直流電源１の負電圧側に接続されていてもよく、
また、インバータ回路２は、図には省略されているが、
各相の巻線に対応するように、３組のスイッチング素子
を備えて構成されている。

【００１４】一般に、インバータ回路２により１２０度
通電形駆動される直流モータにおいて、巻線からの有効
な誘起電圧情報は、３相の巻線の内の常時１相の通電さ
れていない巻線からの誘起電圧のみであり、インバータ
回路によるチョッピングが行われていない期間の誘起電
圧が有効である。このため、セレクタ３は、通流モード
に合わせて検出される相の端子を切り替えるスイッチン
グ機能，Ａ／Ｄ変換器４は、ＰＷＭ信号に同期してアナ
ログ値である電圧値をディジタル値に変換するいわゆる
Ａ／Ｄ変換機能を有するものである。

【００１５】制御部５は、前述の誘起電圧の検出値を入
力として、それに基づいて電圧の時間に対する変化率即
ち電圧の傾きを算出する機能、前述の電圧の傾き値とモ
ータ回転数から電圧の傾きを外挿する機能、この傾きか
ら目的の電圧の値になるまでの時間を算出する機能、イ
ンバータ回路２のスイッチング素子を制御するドライバ
回路部６を制御する信号を出力する機能及び前述の検出
値及び傾きを記憶しておく機能を有するマイクロコンピ
ュータにより構成される。

【００１６】また、ドライバ回路部６は、制御部５から
の信号に応じてインバータ回路２を構成するスイッチン
グ素子を駆動する機能を有する。

【００１７】なお、前述した本発明の一実施例は、制御
部５とインバータ回路２のスイッチング素子のドライバ
回路部６とを別の回路により構成しているが、これらの
機能を一つに纏めたマイクロコンピュータを制御部とし
て用いてもよい。

【００１８】モータを構成するステータ７は、電流を流
すことによって磁極化される巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの３相の巻
線をもって構成され、それらの巻線の一端がお互いに結
線されている。また、ロータ８は、磁極化された永久磁
石であり、前述したステータの順当な磁極位置の変化に
応じて回転する。

【００１９】次に、前述のように構成されるブラシレス
直流モータにおいて、ステータ７の各巻線が理想的な転
流時刻で通流制御され、モータが一定速度で回転してい
るものとして、その動作状態を図２を参照して説明す
る。

【００２０】図２（ａ）は、この状態の場合に、物理現
象として生じる各相の誘起電圧波形、図２（ｂ）は、全
波駆動において検出される各相の巻線の端子電圧波形、
図２（ｃ）は、検出する端子電圧の拡大波形、図２
（ｄ）は、本発明において、端子電圧波形をＰＷＭ信号
に同期して検出して検出不能な点について、検出値の時
間に対する変化量から外挿補間して得ることのできる信
号波形である。

【００２１】図２に示すように、モータが理想的な転流
時刻で転流し、一定速度で回転している場合、物理的現
象として図２（ａ）に示すような電圧が誘起される。こ
の誘起電圧は、ロータの磁極によって誘起されるもので
あり、そのPeak to Peak値はモータの回転数に比例し、
過渡値は、ロータの磁極位置と相関して決まる。通常、
モータの転流時刻は、この誘起電圧情報に基づいて決定
することができる。

【００２２】即ち、モータの理想的な（最大限に出力を
引き出すことができる）転流時刻は、それぞれ隣り合う
相の誘起電圧が交差する図示の点ｔp1及びｔp2であり、
本発明の一実施例は、この時の電圧を、上に凸な変曲点
である電圧の最大値ｅ(ｔp1)、下に凸な変曲点である電
圧の最小値ｅ(ｔp2)として求めるものである。なお、モ
ータが一定速度で回転している場合、その時の前述の電
圧の最大値と最小値とは、どの隣り合う相においてもほ
ぼ等しくなる。

【００２３】一方、現実の系として検出できるのは、モ
ータのステータ巻線の端子電圧であり、図２（ｂ）に示
すような波形となる。この検出波形は、直流電源のマイ
ナス側と各相巻線の端子との間の電圧を示しており、モ
ータを回転させるために印加する駆動電圧と誘起電圧と
が混在したものである。そして、モータの１２０度通電
形駆動において、有効な誘起電圧情報は、図２（ｂ）に
示す期間Ｔs であり、常時３相の内１相のみである。

【００２４】さらに、有効な誘起電圧情報の期間Ｔs に
おいても、転流時にフリーホイリングダイオードに電流
が流れる区間では、その電位が直流電圧の正又は負の値
に固定され、また、インバータ回路がＰＷＭ信号を行っ
ている時には、チョッピングが行われているため、図２
（ｂ）に示す様な連続するものとはならない。このた
め、何らかの方法で誘起電圧を検出し、転流時刻を、そ
の情報を基に演算処理を行って決定する必要がある。

【００２５】そこで、本発明の一実施例は、有効な誘起
電圧情報が、前述したように１２０度通電形駆動におい
て図２（ｂ）に示す期間Ｔs でかつ常時３相の内１相の
みからしか得ることができないことから、セレクタ３に
より、通流モードに応じてモータの３相巻線の内の通電
していない１相を切り替え選択し、図２（ｃ）に示す端
子電圧の拡大波形の中に示されているように、インバー
タ回路２における還流ダイオードに電流が流れておら
ず、かつ、チョッピングオフの時の端子電圧ｅ(ｔ1）及
びｅ(ｔ2），ｅ(ｔ3），ｅ(ｔ(n-m)）等をサンプリング
することにより、離散的であるが、端子電圧から直接誘
起電圧情報をピックアップするようにしている。

【００２６】さらに、本発明の一実施例は、制御部５で
離散的に得られた誘起電圧情報から電圧の時間に対する
変化率Δｖ／Δｔを算出し、離散値間（図示の波線部
分）の誘起電圧を外挿補間して求め、これを３相分連続
的につなげて、図２（ｄ）に示すような三角波信号波形
を有する処理波形を得ている。

【００２７】図２により説明したように、理想的な転流
時刻で各相の巻線に対する通流が制御され、モータが一
定速度で回転している状態では、図２（ｄ）に示すよう
に、それぞれ隣り合う相の誘起電圧が交差する点（上に
凸な変曲点である電圧の最大値、下に凸な変曲点である
最小値）の電圧が、それぞれどの隣り合う相においても
ほぼ一定になり、この時のこの信号の各変曲点の電圧値
から処理波形のｅmax及びｅmin を求めることができ
る。このことから、最適な転流時刻を求めるには、それ
ぞれの相における誘起電圧を検出し、その時の時間に対
する変化率から得られる誘起電圧がｅmax 及びｅmin と
なる時刻を算出すればよい。

【００２８】つまり、検出電圧及びその時の端子電圧の
時間に対する変化率Ｋを一次関数で近似し、（数１）で
算出すると、端子電圧の変化率が正の時、算出に用いた
端子電圧とその検出時刻から点時刻までの時間ｔbmは、
（数２）で、端子電圧が負の時、点時刻までの時間ｔbm
は、（数３）で算出できる。さらに、算出に用いた端子
電圧の検出時刻をｔn とすると、転流時刻ｔp は、（数
４）で算出できる。この時、ｍは、整数であり、Ａ／Ｄ
変換器の分解能を考慮し、モータ回転数に応じて変える
ことが望ましい。

【００２９】 Ｋ＝Δｖ／Δｔ＝｛ｅ(ｔn)−ｅ(ｔ(n-m))｝／(ｔn−ｔ(n-m)） …（数１） ｔbm＝｛ｅmax−ｅ(ｔn)｝／Ｋ …（数２） ｔbm＝｛ｅ(ｔn)−ｅmin｝／Ｋ …（数３） ｔp＝ｔn＋ｔbm …（数４） 一方、このモータ駆動法の原理から、端子電圧の検出回
数は、モータ回転数に応じて大きく変化する。モータ回
転数に対する端子電圧の検出回数Ｓn は、モータ回転数
Ｎ(rpm），３相モータの極数Ｐ及びＰＷＭ周期Ｔpwm
(ｓ)から、(数５）で算出できる。

【００３０】 Ｓｎ＝(６０／Ｎ)・｛１／(３・Ｐ)｝・（１／Ｔpwm） …（数５） この（数５）を用い、モータの極数を４極，ＰＷＭ周期
を２００μｓとしたときのモータ回転数に対する端子電
圧の検出回数を図３に示す。

【００３１】この図３からわかるように、モータ回転数
が、高速になるに従って端子電圧の検出回数が大幅に減
少することがわかる。また、現実の制御系においては、
転流時刻の算出に要する時間が必要となるため、２〜３
回以上の検出回数を確保することが望ましい。このた
め、モータ制御可能領域は、図３より、約６０００rpm
以下である。ＰＷＭ周期を短くすれば、検出回数を増す
ことができるが、インバータモジュールの周波数特性の
制約及びコスト低減の観点からこの方法は、必ずしも最
良の方法ではないと考える。

【００３２】本実施例においては、ＰＷＭ周期を短くす
ることなく、１つの端子電圧の検出値より、高速回転域
まで良質な制御を行うものである。

【００３３】誘起電圧Ｖ0 は、モータの原理から、モー
タ回転数Ｎに比例し、誘起電圧定数Ｋe を用いて（数
６）で表される。

【００３４】 Ｖ0＝Ｋe・Ｎ …（数６） 端子電圧の大きさが、誘起電圧に比例することから、あ
る単位時間当たりの電圧の変化量もモータ回転数に比例
し、端子電圧の時間に対する変化率は、次の（数７）で
近似される。

【００３５】 Δｖ／Δｔ＝α・Ｎ …（数７） この時のαは、モータ回転数に対する端子電圧の変化率
を表すモータ固有の定数を表す。実際、図４は、モータ
駆動時に、ＰＷＭ周期に同期して端子電圧を検出し、そ
の電圧の変化量を単位時間当たりの電圧変化量に変換し
たものであり、その変化量は、モータ回転数に依存して
いる。このため、転流時刻よりモータ回転数を演算する
と共に、１通流期間内に２点の電圧値が検出できる場合
には、モータ回転数に対する端子電圧の変化量を算出
し、端子電圧の検出回数が減少した場合には、モータ回
転数に応じた端子電圧の変化率を外挿補間することによ
り、１通流期間内に２点の端子電圧を検出することな
く、端子電圧の変化量を算出できる。つまり、図４上の
２点からそれ以外の部分を１次関数で近似し、外挿補間
し、端子電圧の時間に対する変化率を算出することによ
り、端子電圧の検出回数が多い場合と同様に、リアルタ
イムで次回転流時刻を決定することができる。

【００３６】また、検出回数が多い場合には、モータ駆
動時の端子電圧の時間に対する変化量を端子電圧の検出
値から演算・記憶し、学習できるため、モータが変わっ
てもモータ定数等をあらかじめ入力設定することなく、
同様の制御を実現できる。さらに、誘起電圧情報は、ロ
ータの回転数及び磁極位置に依存するため、本発明の一
実施例は、前述の補正により、モータに回転脈動が生じ
た場合においても、この回転脈動によって誘起電圧も変
化するので常に適正な転流時刻を決定することができ
る。これによって、回転数に応じた時間に対する端子電
圧の変化率を基に、精度良く転流時刻を決定することが
でき、低回転域から高回転域まで、良質なモータ制御が
実現できる。

【００３７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
端子電圧の検出回数が減少しても、１点の端子電圧を検
出することによって、端子電圧の時間に対する変化率か
ら、ロータ位置を安定性良く推定することを可能とし、
低回転域から高回転域まで精度良くモータ制御ができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による駆動方法が適用されるブラシレス
直流モータのシステム構成を示すブロック図である。

【図２】モータに対して理想的な転流時刻で通流が制御
され、モータが一定速度で回転している状態におけるモ
ータの誘起電圧，検出端子電圧，処理電圧の波形を模式
化して示す図である。

【図３】１通流期間内において、モータ回転数に対する
端子電圧の検出可能な回数を示す図である。

【図４】モータ回転数に対して、単位時間当たりの端子
電圧の変化量を示す図である。

【符号の説明】

１…直流電源、２…インバータ回路、３…セレクタ、４
…Ａ／Ｄ変換器、５…制御部、６…ドライバ回路部、７
…ステータ、８…ロータ、９…負荷、ｔp1，ｅ(ｔp1)，
ｔp2，ｅ(ｔp2)…最適な転流時刻とその時の電圧値、Ｔ
s …誘起電圧情報期間、ｅmax …誘起電圧の上に凸な変
曲点電圧、ｅmin …誘起電圧の下に凸な変曲点電圧、ｔ
1，ｔ2，ｔn，ｔ(n-m)…サンプリング時刻、ｅ(ｔ1)，
ｅ(ｔ2)，ｅ(ｔn)，ｅ(ｔ(n-m))…サンプリング電圧、
Δｖ…電圧変化量、Δｔ…時間変化量、ｔn …計算処理
に入った時刻、ｔbm…計算処理に入った時刻から次回転
流決定時刻までの基準時間。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 廣瀬 覚 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体事業部内 (72)発明者 田原 和雄 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】永久磁石と電機子巻線とを有し、電機子巻
   線の各相の一端部が共通接続されて構成されるブラシレ
   ス直流モータの無通電相の端子電圧を検出し、検出され
   た端子電圧の時間に対する変化率に基づいて転流時刻を
   決定するブラシレス直流モータの駆動方法において、モ
   ータ回転数に応じた前記変化率を算出し、算出した前記
   変化率に基づいて転流時刻を決定することを特徴とする
   ブラシレス直流モータの駆動方法。
2. 【請求項２】前記ブラシレス直流モータの駆動がインバ
   ータ回路を用いて行われることを特徴とする請求項１記
   載のブラシレス直流モータの駆動方法。