CN110212765B - 一种电源及其电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明属于电源技术领域，提供了一种电源及其电源电路。在本发明中，通过采用包括负载识别电流产生单元、电流‑电压转换单元、多级滤波单元、电压‑电流转换单元及电流镜单元的补偿电流产生模块，使得负载识别电流产生单元根据控制芯片输出的误差放大电压产生负载识别电流，电流‑电压转换单元将其转换为负载识别电压，多级滤波单元对负载识别电压进行滤波处理，电压‑电流转换单元将处理后的负载识别电压转换为第一电流，电流镜单元根据该第一电流产生补偿电流后输出，以使变压模块根据补偿电流产生补偿电压，进而使得控制芯片根据变压模块输出的反馈电压与补偿电压控制功率管的导通频率与时间，从而使得电源电路的输出电压稳定，并且精度高。

Description

一种电源及其电源电路
技术领域
本发明属于电源技术领域，尤其涉及一种电源及其电源电路。
背景技术
作为向各种用电设备供电的装置，电源的重要性不言而喻。目前，现有技术所采用的电源电路主要为图1所示的典型反激式开关电源应用线路图，其工作过程是：首先，输入的交流电经过二极管D1~D4的全波整流和电容C11的滤波后转换为直流信号。
之后，一方面该直流信号通过启动电阻R11对电容C12进行充电，当电容C12上的电压达到控制芯片IC的启动电压后，控制芯片IC开始工作；另一方面，该直流信号通过开关变压器变换成交流信号，而开关变压器中的电流开关变化主要通过控制芯片IC控制功率开关管Q1的开与关实现，并且当功率开关管Q1导通时，该直流信号向变压器的初级绕组，当功率开关管Q1断开时，变压器初级绕组上的电压向次级绕组传递，使得次级绕组根据传递的能量输出电压，以向用电设备供电。其中，控制芯片IC通过对开关变压器原边辅助端电压的采样实现对输出端电压的采样，并通过控制功率开关管Q1的开关频率来和导通时间控制变压器原边中电流的大小，最终使输出端电压恒定。
然而，虽然现有的电源电路可以对输出端电压进行稳压，但是其稳压调节主要是针对负载（Load）一个变量进行调节的，而在实际应用中，随着电源输出导线的规格不同，长度不同，输出导线上的电阻会很大，因此输出导线会消耗一定的电压，故当电源电路输出连接至手机或者其他应用设备的用电端口时，输出电压会偏低，因此需要线压补偿来提升现有电源电路输出电压的缺陷，而现有的线压补偿容易带来输出电压不稳的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种电源及其电源电路，旨在解决现有的电源电路引进线压补偿后存在输出端电压不稳定的问题，并提高输出电压的精度。
本发明是这样实现的，一种电源电路，与负载连接，所述电源电路包括整流桥、变压模块、功率开关管以及控制芯片，所述整流桥与所述变压模块连接，所述变压模块与所述功率开关管、所述控制芯片以及所述负载连接，所述控制芯片与所述功率开关管连接，所述电源电路还包括补偿电流产生模块，所述补偿电流产生模块包括：
负载识别电流产生单元，与所述控制芯片连接，用于接收所述控制芯片输出的误差放大电压，并根据所述误差放大电压产生负载识别电流；
电流-电压转换单元，与所述负载识别电流产生单元连接，用于将所述负载识别电流转换为负载识别电压；
多级滤波单元，与所述电流-电压转换单元连接，并接收时钟信号，用于在所述时钟信号的作用下对所述负载识别电压进行多级滤波处理；
电压-电流转换单元，与所述多级滤波单元连接，并接收使能信号，用于在所述使能信号无效时，将滤波处理后的负载识别电压转换为第一电流；
电流镜单元，与所述电压-电流转换单元、所述控制芯片以及所述变压模块连接，用于根据所述第一电流产生补偿电流，并将所述补偿电流输出至所述变压模块，使所述变压模块根据所述补偿电流产生补偿电压后输出至所述控制芯片，以便于所述控制芯片根据所述变压模块输出的反馈电压与补偿电压控制所述功率开关管的导通频率与时间。
本发明的另一目的在于提供一种电源，所述电源包括上述电源电路。
在本发明中，通过采用包括负载识别电流产生单元、电流-电压转换单元、多级滤波单元、电压-电流转换单元以及电流镜单元的补偿电流产生模块，使得负载识别电流产生单元根据控制芯片输出的误差放大电压产生负载识别电流，电流-电压转换单元将该负载识别电流转换为负载识别电压，多级滤波单元对负载识别电压进行多级滤波处理，电压-电流转换单元将滤波处理后的负载识别电压转换为第一电流，电流镜单元根据该第一电流产生补偿电流，并将补偿电流输出至变压模块，以使变压模块根据补偿电流产生补偿电压，进而使得控制芯片根据变压模块输出的反馈电压与补偿电压控制功率管的导通频率与时间。由于控制芯片输出的误差放大电压是根据电源电路的输出端电压得到的，因此根据该误差放大电压得到的补偿电流可以反应出负载电流的变化，进而可以对电源输出导线的压降进行补偿，从而使得电源电路的输出端电压稳定，同时采用多级滤波单元对负载识别电压进行多级滤波处理，可有效提高根据负载识别电压得到的第一电流的精度，进而提高了补偿电压的精度，从而解决现有的电源电路引进线压补偿后存在输出端电压不稳定的问题，并提高输出电压的精度。
附图说明
图1是现有技术提供的电源电路的电路结构示意图；
图2是本发明一实施例所提供的电源电路的模块结构示意图；
图3是本发明一实施例所提供的电源电路中的控制芯片的模块结构示意图；
图4是本发明一实施例所提供的电源电路中的补偿电流产生模块的电路结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
以下结合具体附图对本发明的实现进行详细的描述：
图2示出了本发明一实施例所提供的电源电路的模块结构，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：
如图2所示，本发明实施例所提供的电源电路1与负载（图中未示出）连接，其包括整流桥10、变压模块20、功率开关管Q1、控制芯片30以及补偿电流产生模块40，并且补偿电流产生模块40包括负载识别电流产生单元401、电流-电压转换单元402、多级滤波单元403、电压-电流转换单元404以及电流镜单元405。
其中，整流桥10与变压模块20连接，变压模块20与功率开关管Q1、控制芯片30以及负载连接，控制芯片30与功率开关管Q1连接，负载识别电流产生单元401与控制芯片30连接，电流-电压转换单元402与负载识别电流产生单元401连接，多级滤波单元403与电流-电压转换单元402连接，电压-电流转换单元404与多级滤波单元403连接，电流镜单元405与电压-电流转换单元404、控制芯片30以及变压模块20连接。
具体的，整流桥10接收交流电，并将交流电整流为直流电后输出至变压模块20。
变压模块20的初级绕组在功率开关管Q1导通时根据该直流电进行能量存储，并在功率开关管Q1断开时将存储的能量传递至次级绕组，次级绕组开始对传递的能量进行消磁，即次级绕组根据传递的能量向负载提供输出电压VOUT，以向负载充电；需要说明的是，在本发明实施例中，变压模块20指的是包括变压器和二极管D6、次级二极管D7、电容C17、电阻R6、电阻R7以及电阻12在内的结构，而该结构的具体工作过程可参考现有技术，此处不再赘述；此外，本发明实施例提供的电源电路还包括由电感L1、电容C11以及电容C12组成的滤波模块，该滤波模块主要对整流桥10输出的直流电进行滤波，以消除直流电中的干扰信号。
此外，变压模块20的反馈绕组在次级绕组的消磁过程中根据输出电压VOUT输出次级线圈电压，以将输出电压VOUT通过反馈绕组反馈给控制芯片30，而当次级绕组停止消磁时，输出电压VOUT将停止反馈给控制芯片30；其中，该次级线圈电压指的是反馈绕组根据次级绕组上的电压比例得到的，比例系数为反馈绕组和次级绕组的匝数比，而当次级绕组处在消磁过程中时，次级绕组上的电压近似等于输出电压VOUT。
负载识别电流产生单元401接收控制芯片30输出的误差放大电压VEA，并根据误差放大电压VEA产生负载识别电流IDC；电流-电压转换单元402将负载识别电流IDC转换为负载识别电压VDC；多级滤波单元403接收时钟信号CLK，并在时钟信号CLK的作用下对负载识别电压VDC进行多级滤波处理；电压-电流转换单元404接收使能信号ENR，并在使能ENR信号无效时，将滤波处理后的负载识别电压VDC转换为第一电流I1；电流镜405单元根据第一电流I1产生补偿电流ICDC，并将补偿电流ICDC输出至变压模块20，使变压模块20根据补偿电流ICDC产生补偿电压VCDC后输出至控制芯片30，以便于控制芯片30根据变压模块20输出的反馈电压VFB与补偿电压VCDC控制功率开关管Q1的导通频率与时间，以控制输出电压VOUT的恒定。
具体的，控制芯片30根据变压器的反馈绕组上经过二极管D6后的电压工作，并接收变压模块20的反馈绕组反馈的采样电压VFB以及变压模块20根据补偿电流ICDC产生补偿电压VCDC，且根据采样电压VFB与补偿电流ICDC产生补偿电压VCDC控制功率开关管Q1的导通与关断的频率与时间，进而实现电源电路的恒流恒压控制。
进一步的，如图3所示，控制芯片30包括：采样保持模块301、消磁时间采样模块303、误差放大模块302、恒流恒压控制模块304、逻辑控制模块305以及输出驱动模块306。
其中，采样保持模块301与消磁时间采样模块303以及误差放大模块302连接，误差放大模块302接收基准电压Vref，并且与恒流恒压控制模块304连接，恒流恒压控制模块304与逻辑控制模块305连接，逻辑控制模块305与输出驱动模块306连接。
具体的，采样保持模块301根据变压模块20的采样电压VFB与补偿电压VCDC产生采样保持电压VSH，并将采样保持电压VSH输出至误差放大模块302；误差放大模块302根据采样保持电压VSH与基准电压Vref产生误差放大电压VEA；消磁时间采样模块303根据反馈电压VFB生成消磁时间TDS；恒流恒压控制模块304根据误差放大电压VEA与消磁时间TDS产生开关控制信号；逻辑控制模块305根据开关控制信号产生驱动控制信号PUL；输出驱动模块306根据驱动控制信号PUL生成开关驱动信号DRI，以根据开关驱动信号DRI控制功率开关管Q1的导通与关断。
在本发明实施例中，由于变压模块20输出的补偿电压VCDC是根据补偿电流产生模块40输出的补偿电流ICDC得到的，而补偿电流ICDC是控制芯片30输出的误差放大电压VEA得到的，该误差放大电压VEA与负载相关的值，并且根据电压与电流的关系可知，根据该误差放大电压VEA可以得到与负载电流Iout相关的电流，因此，根据该误差放大电压VEA得到的补偿电流ICDC同样和负载电流Iout相关，该补偿电流ICDC可以对负载电流Iout变化所带来的线损电压进行补偿，故本发明实施例提高的电源电路可同时根据负载和输出导线上的线损电压两个变量对输出电压VOUT进行稳压调节，提高了电源电路1的输出端电压的稳定性。
需要说明的是，在本发明实施例中，控制芯片30还包括基准偏置模块307、启动模块308、输出线压补偿模块309、前馈补偿模块310、抖频模块311以及过流保护模块312。由于基准偏置模块307、启动模块308、输出线压补偿模块309、前馈补偿模块310、抖频模块311以及过流保护模块312的结构以及与控制芯片30中的其他模块之间的连接关系均与现有技术的相同，其具体工作原理可参考现有技术，因此此处不再赘述。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图4所示，负载识别电流产生单元401包括：第一运算放大器OP1、第一开关元件M1、第一电阻R1以及第一电流镜CM1。
其中，第一运算放大器OP1的第一输入端与控制芯片30（图中未示出，请参考图3）连接，第一运算放大器OP1的第二输入端与第一开关元件M1的输入端以及第一电阻R1的第一端连接，第一运算放大器OP1的输出端与第一开关元件M1的控制端连接，第一电阻R1的第二端接地，第一开关元件M1的输出端与第一电流镜CM1的输入端连接，第一电流镜CM1的输出端与电流-电压转换单元402连接。
需要说明的是，在本发明实施例中，第一开关元件M1可采用NMOS晶体管实现，该NMOS晶体管的栅极、漏极以及源极分别为第一开关元件M1的控制端、输入端以及输出端；当然本领域技术人员可以理解的是，第一开关元件M1也可以采用NPN型三极管、PNP型三极管、PMOS晶体管等实现，此处不作具体限制。
此外，第一电流镜CM1可采用P型电流镜实现，也可采用N型电流镜实现，此处不做具体限制。当第一电流镜CM1采用P型电流镜实现时，第一电流镜CM1的结构则为至少两个PMOS晶体管构成的电流镜，此处同样不做具体限制；当第一电流镜CM1采用N型电流镜实现时，第一电流镜CM1的结构则为至少两个NMOS晶体管构成的电流镜，此处同样不做具体限制。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图4所示，电流-电压转换单元402包括：第二电阻R2与第一电容C1。
其中，第二电阻R2的第一端与第一电容C1的第一端共接，并且与负载识别电流产生单元401以及多级滤波单元403连接，第二电阻R2的第二端与第一电容C1的第二端共接于地。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图2所示，多级滤波单元403包括：
第一滤波子单元403a，与电流-电压转换单元402连接，用于对负载识别电压VDC进行第一级滤波处理。
第二滤波子单元403b，与第一滤波子单元403a连接，并接收时钟信号CLK，用于在时钟信号CLK的作用下对经过第一级滤波处理后的负载识别电压VDC进行第二级滤波处理。
第三滤波子单元403c，与第二滤波子单元403b以及电压-电流转换单元402连接，用于对经过第二级滤波处理后的负载识别电压VDC进行第三级滤波处理。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图4所示，第一滤波子单元403a包括：第三电阻R3与第二电容C2。
其中，第三电阻R3的第一端与电流-电压转换单元402连接，第三电阻R3的第二端与第二电容C2的第一端共接，并且与第二滤波子单元403b连接，第二电容C2的第二端接地。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图4所示，第二滤波子单元403b包括：第二开关元件M2、第三开关元件M3、第四开关元件M4、第五开关元件M5、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6以及第一反相器U1。
其中，第二开关元件M2的输入端与第一滤波子单元403a连接，第二开关元件M2的输出端与第三电容C3的第一端以及第三开关元件M3的输入端连接，第三开关元件M3的输出端与第四开关元件M4的输入端以及第四电容C4的第一端连接，第四开关元件M4的输出端与第五开关元件M5的输入端以及第五电容C5的第一端连接，第五开关元件M5的输出端与第六电容C6的第一端以及第三滤波子单元403c连接，第二开关元件M2的控制端与第四开关元件M4的控制端以及第一反相器U1的输入端接收时钟信号CLK，第一反相器U1的输出端与第三开关元件M3的控制端以及第五开关元件M5的控制端连接，第三电容C3的第二端与第四电容C4的第二端、第五电容C5的第二端以及第六电容C6的第二端共接于地。
需要说明的是，在本发明实施例中，第二开关元件M2、第三开关元件M3、第四开关元件M4以及第五开关元件M5均采用传输门实现，该传输门的控制端为第二开关元件M2、第三开关元件M3、第四开关元件M4以及第五开关元件M5的控制端，该传输门的输入端为第二开关元件M2、第三开关元件M3、第四开关元件M4以及第五开关元件M5的输入端，该传输门的输出端为第二开关元件M2、第三开关元件M3、第四开关元件M4以及第五开关元件M5的输出端。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图4所示，第三滤波子单元403c包括：第四电阻R4和第七电容C7。
其中，第四电阻R4的第一端与第二滤波子单元403b连接，第四电阻R4的第二端与第七电容C7的第一端以及电压-电流转换单元404连接，第七电容C7的第二端接地。
在本发明实施例中，通过在开关电容滤波单元的前后级加RC滤波单元电容，可有效避免震荡对电源电路1的影响，从而更进一步提高了电源电路1的稳定性。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图4所示，电压-电流转换单元404包括：第二运算放大器OP2、第六开关元件M6、第七开关元件M7、第五电阻R7以及第二电流镜CM2。
其中，第二运算放大器OP2的第一输入端与多级滤波单元403的输出端连接，第二运算放大器OP2的第二输入端与第五电阻R5的第一端以及第七开关元件M7的输入端连接，第二运算放大器OP2的输出端与第七开关元件M7的控制端以及第六开关元件M6的输入端连接，第六开关元件M6的控制端接收使能信号ENR，第六开关元件M6的输出端与第五电阻R5的第二端共接于地，第七开关元件M7的输出端与第二电流镜CM2的输入端连接，第二电流镜CM2的输出端与电流镜单元405连接。
需要说明的是，在本发明实施例中，第六开关元件M6和第七开关元件M7均可采用NMOS晶体管实现，该NMOS晶体管的栅极、漏极以及源极分别为第六开关元件M6和第七开关元件M7的控制端、输入端以及输出端；当然本领域技术人员可以理解的是，第六开关元件M6和第七开关元件M7也可以采用NPN型三极管、PNP型三极管、PMOS晶体管等实现，此处不作具体限制。
此外，第二电流镜CM2可采用P型电流镜实现，也可采用N型电流镜实现，此处不做具体限制。当第二电流镜CM2采用P型电流镜实现时，第二电流镜CM2的结构则为至少两个PMOS晶体管构成的电流镜，此处同样不做具体限制；当第二电流镜CM2采用N型电流镜实现时，第二电流镜CM2的结构则为至少两个NMOS晶体管构成的电流镜，此处同样不做具体限制。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图4所示，电流镜单元405包括第三电流镜CM3，第三电流镜CM3的输入端与电压-电流转换单元404连接，第三电流镜CM3的输出端输出补偿电流ICDC。
需要说明的是，在本发明实施例中，第三电流镜CM3可采用P型电流镜实现，也可采用N型电流镜实现，此处不做具体限制。当第三电流镜CM3采用P型电流镜实现时，第三电流镜CM3的结构则为至少两个PMOS晶体管构成的电流镜，此处同样不做具体限制；当第三电流镜CM3采用N型电流镜实现时，第三电流镜CM3的结构则为至少两个NMOS晶体管构成的电流镜，此处同样不做具体限制。
下面以图2、图3以及图4所示的电路为例对本发明所提供的电源电路1工作原理作具体说明，详述如下：
首先，需要说明的是，本实施例所提供的电源电路1的工作原理可参考前述图2中的相关描述，此处不再进行详细描述，也就是说，此处仅对本发明实施例提供的电源电路1的恒压控制进行详细描述，具体如下：
如图2所示，假设电源电路1的输出电压为VOUT，同时假设输出导线上没有压降（即输出导线的电阻Rcable为0），二极管D7上的压降为Vd，变压模块20中变压器的原边辅助绕组与次级绕组的匝数比为Nas，则所采样的辅助绕组电压Vaux为：
Figure 34506DEST_PATH_IMAGE001
；（1）
其中，
Figure 766839DEST_PATH_IMAGE002
为辅助绕组电压Vaux的电压值，
Figure 678163DEST_PATH_IMAGE003
为变压模块20中的变压器的原边辅助绕组与次级绕组的匝数比的值，
Figure 662300DEST_PATH_IMAGE004
为输出电压VOUT的电压值，
Figure 116415DEST_PATH_IMAGE005
为二极管D7上的压降Vd的电压值。
进一步的，变压模块20中的变压器的辅助绕组电压Vaux经过分压电阻R6和分压电阻R7后的分压后，将分压后的反馈电压VFB输出至控制芯片30，并且反馈电压VFB可以采用如下表达式表示：
Figure 19649DEST_PATH_IMAGE006
；（2）
其中，
Figure 559214DEST_PATH_IMAGE007
为反馈电压VFB的电压值，
Figure 206096DEST_PATH_IMAGE008
为分压电阻R7的电阻值，
Figure 514718DEST_PATH_IMAGE009
为分压电阻R6的电阻值。
对公式（2）进行变化，进而可得到电源电路1的输出电压VOUT为：
Figure 854432DEST_PATH_IMAGE010
； (3)
由于当电源电路1的规格确定后，分压电阻R7的电阻值
Figure 615715DEST_PATH_IMAGE008
，分压电阻R6的电阻值
Figure 63358DEST_PATH_IMAGE009
、变压模块20中的变压器的原边辅助绕组与次级绕组的匝数比的值
Figure 960907DEST_PATH_IMAGE003
以及二极管D7上的压降Vd的电压值
Figure 205944DEST_PATH_IMAGE005
都是确定的，因此，从公式（3）中可以看出，反馈电压VFB是输出电压VOUT一个变量的函数，当VOUT随负载变化时，控制环路（控制芯片30、功率开关管Q1以及变压模块20组成的环路）可通过反馈电压VFB控制输出电压VOUT恒定。
然而，在实际应用中，由于电源输出导线的电阻Rcable不可忽略，即电源输出导线的电阻Rcable上的压降不可忽略，因此，上述公式（1）、（2）以及（3）则可分别采用如下公式（4）、（5）以及（6）表示：
Figure 720102DEST_PATH_IMAGE011
；（4）
Figure 708786DEST_PATH_IMAGE012
；（5）
Figure 726421DEST_PATH_IMAGE013
；（6）
其中，
Figure 407938DEST_PATH_IMAGE014
为电源输出导线的电阻Rcable的电阻值，
Figure 143813DEST_PATH_IMAGE015
为电源电路1的输出电流Iout的电流值。
由于当输出导线选定后，其电阻Rcable的电阻值
Figure 936188DEST_PATH_IMAGE014
是一个确定值，而输出电流Iout却是一个随负载load变化的变量，因此，上述公式（4）、公式（5）、（6）具有输出电压VOUT与输出电流Iout两个变量，但是控制环路只对输出电压VOUT一个变量进行稳压调节，而没有对输出电流Iout进行稳压调节，因此，控制环路失去了对电源电路1的输出端的输出电压VOUT的恒定控制。
针对上述问题，本发明实施例提供的电源电路1通过产生一个与输出电流Iout成比例的补偿电流ICDC，并根据该补偿电流ICDC产生补偿电压VCDC，进而将该补偿电压VCDC与反馈电压VFB进行叠加，以通过该补偿电压VCDC抵消输出导线上的压降，从而恢复控制环路的稳定控制功能，使输出电压VOUT恒定。下面将对该过程进行具体说明。
首先，结合上述描述与图2可知，本发明实施例提供的电源电路1的输出电压VOUT可用如下表达式表达：
Figure 808329DEST_PATH_IMAGE016
；（7）
其中，
Figure 660748DEST_PATH_IMAGE017
为补偿电流ICDC的电流值，
Figure 883919DEST_PATH_IMAGE018
为补偿电压VCDC的电压值。
根据公式（6）和公式（7）可知，若要消除输出导线上的压降，则需使得
Figure 214406DEST_PATH_IMAGE019
；（8）
对公式（8）进行转换可得，补偿电流ICDC的表达式为：
Figure 206633DEST_PATH_IMAGE020
；（9）
其次，如图2所示，假设Nps为变压模块20中的变压器的初级绕组与次级绕组的匝数比，Ip为初级绕组中的电流峰值，Isp为次级绕组中的电流峰值，Ls为次级绕组的电感，Vs为次级绕组的输出电压，Dons为次级电流的占空比，Tons为次级二极管D7的导通时间，f是该电源电路1的工作频率，则根据变压器原理可知，电流峰值Ip与电流峰值Isp的关系式为：
Figure 495531DEST_PATH_IMAGE021
；（10）
其中，
Figure 674840DEST_PATH_IMAGE022
为电流峰值Isp的值，
Figure 811948DEST_PATH_IMAGE023
为电流峰值Ip的值，
Figure 924260DEST_PATH_IMAGE024
为变压模块20中的变压器的初级绕组与次级绕组的匝数比Nps的值。
而由于电流Isp的表达式为：
Figure 852902DEST_PATH_IMAGE025
；（11）
其中，
Figure 316244DEST_PATH_IMAGE026
为次级绕组的输出电压Vs的电压值，
Figure 722955DEST_PATH_IMAGE027
为次级绕组的电感Ls的电感值，
Figure 689774DEST_PATH_IMAGE028
为次级二极管D7的导通时间Tons的值。
则根据公式（11）可以得到，次级二极管D7的导通时间Tons的表达式为：
Figure 789317DEST_PATH_IMAGE029
；（12）
从电源电路1的输出端看，同时结合占空比
Figure 474376DEST_PATH_IMAGE030
可知，输出电流Iout的表达式如下：
Figure 950357DEST_PATH_IMAGE031
；（13）
其中，
Figure 771682DEST_PATH_IMAGE032
为次级电流的占空比Dons的值，
Figure 573285DEST_PATH_IMAGE033
为电源电路1的工作周期T的值，
Figure 480061DEST_PATH_IMAGE034
为电源电路1的工作频率f的值。
结合公式（9）和公式（13）可知，本发明实施例提供的电源电路1的补偿电流ICDC的最终表达式为：
Figure 494154DEST_PATH_IMAGE035
；（14）
从公式（14）可以看出，本发明实施例提供的电源电路1的补偿电流ICDC是一个随电源电路1的工作频率f和导通时间Tons变化的电流，通过该电流可有效对输出导线的压降进行补偿，而本发明实施例提供的电源电路1的补偿电流ICDC的产生则是通过识别控制芯片30输出的误差放大电压VEA的大小反应
Figure 435565DEST_PATH_IMAGE036
的变化，进而得到补偿电流ICDC。
下面结合图4对该补偿电流ICDC的产生进行具体说明，详述如下：
如图4所示，控制芯片30（图中未示出，请参考图3）输出的误差放大电压VEA经过第一运算放大器OP1、第一开关元件M1、第一电阻R1以及第一电流镜CM1的负载识别电流产生单元401后，产生一个与负载相关的负载识别电流IDC，该负载识别电流IDC的表达式为：
Figure 876911DEST_PATH_IMAGE037
；（15）
其中，
Figure 270983DEST_PATH_IMAGE038
为负载识别电流IDC的电流值，
Figure 229712DEST_PATH_IMAGE039
为误差放大电压VEA的电压值，
Figure 905192DEST_PATH_IMAGE040
为第一电阻R1的电阻值，
Figure 783018DEST_PATH_IMAGE041
为第一电流镜CM1的比值。
需要说明的是，由于误差放大电压VEA是输出电压VOUT映射在控制芯片30的反馈引脚的反馈电压VFB和基准电压Vref比较得到的值，而输出电压VOUT除以负载即可得到输出电压Iout，因此误差放大电压VEA可以产生一个随输出电流Iout变化的电流来补偿输出电流Iout变化带来的线损，也就是说，负载识别电流产生单元401可根据误差放大电压VEA产生一个负载识别电流IDC来反映
Figure 664386DEST_PATH_IMAGE036
的变化。
当负载识别电流产生单元401产生负载识别电流IDC后，该负载识别电流IDC经过第二电阻R2转换为负载识别电压VDC，该负载识别电压VDC经过第一级RC滤波电路、四级开关滤波电路以及第二级RC滤波电路之后输出至电压-电流转换单元404。
下面对四级开关滤波电路的工作原理进行具体说明：
如图4所示，当时钟信号CLK为高电平时，则第二开关元件M2导通，第三开关元件M3截止，此时第三电容C3与一级滤波后的负载识别识别电压VDC相连，因此，在该第三电容C3上的电荷的表达式则为：
Figure 20281DEST_PATH_IMAGE042
；（16）
其中，
Figure 670705DEST_PATH_IMAGE043
为第三电容C3上的电荷的电荷量，
Figure 719433DEST_PATH_IMAGE044
为第三电容C3的电容值，
Figure 88097DEST_PATH_IMAGE045
为负载识别电压VDC的电压值。
当CLK_N为高电平时，则第二开关元件M2截止，第三开关元件M3导通，此时第三电容C3上的电荷转移到第四电容C4上，即此时第三电容C3放电，并将第三电容C3所充电荷
Figure 388628DEST_PATH_IMAGE043
传输到第四电容C4上。
由以上描述可知，每一时钟周期（CLK+CLK_N）内，从负载识别电压VDC中提取的电荷提供给了第四电容C4，因此在第二开关元件M2与第三开关元件M3之间流过的平均电流为Iaw：
Figure 18193DEST_PATH_IMAGE046
； (17)
其中，
Figure 113188DEST_PATH_IMAGE047
为第二开关元件M2与第三开关元件M3之间流过的平均电流Iaw的电流值，
Figure 93782DEST_PATH_IMAGE048
为时钟信号CLK的导通时间，
Figure 932425DEST_PATH_IMAGE049
为时钟信号CLK_N的导通时间。从公式（17）可以看出，若
Figure 682075DEST_PATH_IMAGE050
足够小，即时间周期足够小，则负载识别电压VDC的在第三电容C3上的电荷转移到第四电容C4的过程是连续的，因此，第二开关元件M2与第三开关元件M3之间可以定义一个等效电阻Req，并且该等效电阻Req的表达式为：
Figure 682392DEST_PATH_IMAGE051
；（18）
其中，
Figure 150283DEST_PATH_IMAGE052
为等效电阻Req的电阻值。
结合公式（17）与（18）可得到：
Figure 792617DEST_PATH_IMAGE053
；（19）
进而根据公式（19）可得到，四级开关滤波电路的第一等效时间常数：
Figure 399703DEST_PATH_IMAGE054
；（20）
其中，
Figure 836501DEST_PATH_IMAGE055
为第四电容C4的电容值，
Figure 526108DEST_PATH_IMAGE056
为第一时间常数的值。
同理，四级开关滤波电路的第一等效时间常数为：
Figure 440974DEST_PATH_IMAGE057
；（21）
其中，
Figure 165217DEST_PATH_IMAGE058
为第六电容C6的电容值，
Figure 772916DEST_PATH_IMAGE059
为第五电容C5的值，
Figure 949819DEST_PATH_IMAGE060
为第二时间常数的值。
由于影响滤波器频率响应的时间常数取决于时间周期和电容的比值，而在现代的工艺中，电容比值的精度可以控制在0.1％以内，因此，只要选用合适的时钟频率和合理的电容比值，就可以获得合适的时间常数，进而可使得四级开关滤波电容对负载识别电压VDC进行有效滤波。
需要说明的是，在本发明实施例中，通过在四级开关滤波电路的前后增加第一级RC滤波电路和第二级RC滤波电路，可使得第一级RC滤波电路和第二级RC滤波电路对负载识别电压VDC进行滤波，并确保将负载识别电压VDC滤波成模拟量，以减少干扰，进而使得该电源电路1的不会因为震荡产生纹波较大的问题，可进一步保证输出电压VOUT的稳定。
进一步的，当经过多级滤波后的负载识别电压VDC输入至电压-电流转换单元404后，由第二运算放大器OP2、第六开关元件M6、第七开关元件M7、第五电阻R5以及第二电流镜CM2构成的电压-电流转换单元404在使能信号ENR无效时将该负载识别电压VDC转换为第一电流I1，并且该第一电流I1经过第三电流镜CM3之后产生补偿电流ICDC，该补偿电流ICDC的表达式为：
Figure 668376DEST_PATH_IMAGE061
；（22）
其中，
Figure 247125DEST_PATH_IMAGE062
为第一电路I1的电流值，
Figure 291305DEST_PATH_IMAGE063
为第五电阻R5的阻值，
Figure 830870DEST_PATH_IMAGE064
为第二电流镜CM2的比值，
Figure 477752DEST_PATH_IMAGE065
为第三电流镜CM3的比值。
而由于第一电流I1是根据经过多级滤波后的负载识别电压VDC得到的，而负载识别电压VDC是根据负载识别电流IDC得到的，因此，第一电流I1与负载识别电流IDC实在上相等，因此补偿电流ICDC的表达式可为：
Figure 786374DEST_PATH_IMAGE066
；（23）
结合公式（23）与公式（15）可以得到，补偿电流ICDC的最终表达式为：
Figure 860509DEST_PATH_IMAGE067
；（24）
从公式（24）可以看出，补偿电流ICDC与误差放电压VEA相关，因此，可根据误差放大电压VEA的大小，以及
Figure 621792DEST_PATH_IMAGE068
、
Figure 72365DEST_PATH_IMAGE040
、
Figure 235493DEST_PATH_IMAGE041
、
Figure 477600DEST_PATH_IMAGE063
、
Figure 991758DEST_PATH_IMAGE064
、
Figure 980442DEST_PATH_IMAGE065
的值得到一个与负载变化相关的补偿电流ICDC，使得变压模块20根据该补偿电流ICDC与分压电阻R6以及分压电阻R7的分压产生一个补偿电压VCDC，该补偿电压VCDC与反馈电压VFB叠加后输出至控制芯片30，使得控制芯片30可根据补偿电压VCDC与反馈电压VFB对功率开关管Q1的导通频率与导通时间进行控制，并且通过调整分压电阻R6和分压电阻R7的大小，可以满足不同电源电路1的不同线阻的补偿要求。在本实施例中，本发明提供的电源电路1根据误差放大电压VEA产生一个补偿电流ICDC，进而根据该补偿电流ICDC产生一个可对电源的输出导线上的压降进行补偿的补偿电压VCDC，使得控制芯片30可以根据补偿电压VCDC与反馈电压VFB对功率开关管Q1的导通时间和导通频率进行控制，进而使得输出端输出电压VOUT稳定；此外，采用多级滤波单元对负载识别电压进行多级滤波处理，可有效提高根据负载识别电压得到的第一电流的精度，进而提高了补偿电压的精度，从而解决现有的电源电路引进线压补偿后存在输出端电压不稳定的问题，并提高输出电压的精度。
进一步地，本发明还提供了一种电源，该电源包括电源电路。需要说明的是，由于本发明实施例所提供的电源的电源电路和图2至图4所示的电源电路相同，因此，本发明实施例所提供的电源中的电源电路的具体工作原理，可参考前述关于图3至图4的详细描述，此处不再赘述。
在本发明中，通过采用包括负载识别电流产生单元、电流-电压转换单元、多级滤波单元、电压-电流转换单元以及电流镜单元的补偿电流产生模块，使得负载识别电流产生单元根据控制芯片输出的误差放大电压产生负载识别电流，电流-电压转换单元将该负载识别电流转换为负载识别电压，多级滤波单元对负载识别电压进行多级滤波处理，电压-电流转换单元将滤波处理后的负载识别电压转换为第一电流，电流镜单元根据该第一电流产生补偿电流，并将补偿电流输出至变压模块，以使变压模块根据补偿电流产生补偿电压，进而使得控制芯片根据变压模块输出的反馈电压与补偿电压控制功率管的导通频率与时间。由于控制芯片输出的误差放大电压是根据电源电路的输出端电压得到的，因此根据该误差放大电压得到的补偿电流可以反应出负载电流的变化，进而可以对电源输出导线的压降进行补偿，从而使得电源电路的输出端电压稳定，同时采用多级滤波单元对负载识别电压进行多级滤波处理，可有效提高根据负载识别电压得到的第一电流的精度，进而提高了补偿电压的精度，从而解决现有的电源电路引进线压补偿后存在输出端电压不稳定的问题，并提高输出电压的精度。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种电源电路，与负载连接，所述电源电路包括整流桥、变压模块、功率开关管以及控制芯片，所述整流桥与所述变压模块连接，所述变压模块与所述功率开关管、所述控制芯片以及所述负载连接，所述控制芯片与所述功率开关管连接，所述控制芯片上设有输出线压补偿模块，其特征在于，所述电源电路还包括补偿电流产生模块，所述补偿电流产生模块包括：
负载识别电流产生单元，与所述控制芯片连接，用于接收所述控制芯片输出的误差放大电压，并根据所述误差放大电压产生负载识别电流；
电流-电压转换单元，与所述负载识别电流产生单元连接，用于将所述负载识别电流转换为负载识别电压；
多级滤波单元，与所述电流-电压转换单元连接，并接收时钟信号，用于在所述时钟信号的作用下对所述负载识别电压进行多级滤波处理；
电压-电流转换单元，与所述多级滤波单元连接，并接收使能信号，用于在所述使能信号无效时，将滤波处理后的负载识别电压转换为第一电流；
电流镜单元，与所述电压-电流转换单元、所述控制芯片以及所述变压模块连接，用于根据所述第一电流产生补偿电流，并将所述补偿电流输出至所述变压模块，使所述变压模块根据所述补偿电流产生补偿电压后输出至所述控制芯片，以便于所述控制芯片根据所述变压模块输出的反馈电压与补偿电压控制所述功率开关管的导通频率与时间。
2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述负载识别电流产生单元包括：第一运算放大器、第一开关元件、第一电阻以及第一电流镜；
所述第一运算放大器的第一输入端与所述控制芯片连接，所述第一运算放大器的第二输入端与所述第一开关元件的输入端以及所述第一电阻的第一端连接，所述第一运算放大器的输出端与所述第一开关元件的控制端连接，所述第一电阻的第二端接地，所述第一开关元件的输出端与所述第一电流镜的输入端连接，所述第一电流镜的输出端与所述电流-电压转换单元连接。
3.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述电流-电压转换单元包括：第二电阻与第一电容；
所述第二电阻的第一端与所述第一电容的第一端共接，并且与所述负载识别电流产生单元以及所述多级滤波单元连接，所述第二电阻的第二端与所述第一电容的第二端共接于地。
4.根据权利要求1至3任一项所述的电源电路，其特征在于，所述多级滤波单元包括：
第一滤波子单元，与所述电流-电压转换单元连接，用于对所述负载识别电压进行第一级滤波处理；
第二滤波子单元，与所述第一滤波子单元连接，并接收所述时钟信号，用于在所述时钟信号的作用下对经过第一级滤波处理后的负载识别电压进行第二级滤波处理；
第三滤波子单元，与所述第二滤波子单元以及所述电压-电流转换单元连接，用于对经过第二级滤波处理后的负载识别电压进行第三级滤波处理。
5.根据权利要求4所述的电源电路，其特征在于，所述第一滤波子单元包括：第三电阻与第二电容；
所述第三电阻的第一端与所述电流-电压转换单元连接，所述第三电阻的第二端与所述第二电容的第一端共接，并且与所述第二滤波子单元连接，所述第二电容的第二端接地。
6.根据权利要求4所述的电源电路，其特征在于，所述第二滤波子单元包括：第二开关元件、第三开关元件、第四开关元件、第五开关元件、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容以及第一反相器；
所述第二开关元件的输入端与所述第一滤波子单元连接，所述第二开关元件的输出端与所述第三电容的第一端以及所述第三开关元件的输入端连接，所述第三开关元件的输出端与所述第四开关元件的输入端以及所述第四电容的第一端连接，所述第四开关元件的输出端与所述第五开关元件的输入端以及所述第五电容的第一端连接，所述第五开关元件的输出端与所述第六电容的第一端以及所述第三滤波子单元连接，所述第二开关元件的控制端与所述第四开关元件的控制端以及所述第一反相器的输入端接收所述时钟信号，所述第一反相器的输出端与所述第三开关元件的控制端以及所述第五开关元件的控制端连接，所述第三电容的第二端与所述第四电容的第二端、所述第五电容的第二端以及所述第六电容的第二端共接于地。
7.根据权利要求4所述的电源电路，其特征在于，所述第三滤波子单元包括：第四电阻和第七电容；
所述第四电阻的第一端与所述第二滤波子单元连接，所述第四电阻的第二端与所述第七电容的第一端以及所述电压-电流转换单元连接，所述第七电容的第二端接地。
8.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述电压-电流转换单元包括：第二运算放大器、第六开关元件、第七开关元件、第五电阻以及第二电流镜；
所述第二运算放大器的第一输入端与所述多级滤波单元的输出端连接，所述第二运算放大器的第二输入端与所述第五电阻的第一端以及所述第七开关元件的输入端连接，所述第二运算放大器的输出端与所述第七开关元件的控制端以及所述第六开关元件的输入端连接，所述第六开关元件的控制端接收所述使能信号，所述第六开关元件的输出端与所述第五电阻的第二端共接于地，所述第七开关元件的输出端与所述第二电流镜的输入端连接，所述第二电流镜的输出端与所述电流镜单元连接。
9.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述电流镜单元包括第三电流镜，所述第三电流镜的输入端与所述电压-电流转换单元连接，所述第三电流镜的输出端输出所述补偿电流。
10.一种电源，其特征在于，所述电源包括如权利要求1至9任一项所述的电源电路。
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