CN110071670A - 用于交流旋转电机的控制装置 - Google Patents

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Abstract

在控制装置的磁通变动估算器中，指令电压校正器校正d轴指令电压和q轴指令电压，以减小每个d轴指令电压及q轴指令电压与待施加到旋转电机的对应的实际电压之间的偏差，从而输出校正后的d轴指令电压和校正后的q轴指令电压。标准电压计算器基于旋转电机的电角速度和在旋转电机中流动的电流，计算出当旋转电机处于预定标准状态时待施加到旋转电机的d轴标准电压和q轴标准电压。估算器根据校正后的d轴指令电压、校正后的q轴指令电压和q轴标准电压来估算磁通变动。

Description

用于交流旋转电机的控制装置
技术领域
本公开涉及用于一种用于控制永磁交流(AC)旋转电机的控制装置。
背景技术
已知有多种技术，用于估算安装到永磁AC旋转电机的永磁单元的磁通。
作为永磁AC旋转电机的一例，日本专利公布第2,943657号中公开的一种用于凸极永磁电动机的控制装置构造成：对用于永磁电动机的相应相的电力转换器的每对上臂开关元件和下臂开关元件的接通断开开关动作进行控制。控制装置还构造成：根据预定的d轴和q轴指令电压来调节实际施加到凸极永磁电动机的d轴电压和q轴电压。
如上所述构造的控制装置特别地根据由电力转换器施加到电动机并由电压传感器测量的实际q轴电压，来执行估算电动机的永磁单元的磁通的方法。之后，该方法根据估算出的永磁的磁通来检测永磁单元的减磁和/或校正电动机的输出扭矩中的误差。
发明内容
我们假设：
(1)作为永磁AC旋转电机一例的永磁AC电动机的永磁单元的磁通被定义为具有预定标准条件的AC电动机上的标准磁通，
(2)AC电动机的永磁单元的磁通与标准磁通的偏差被定义为磁通变动。
我们将上述方法应用于永磁AC电动机，使得能够根据由电压传感器测量的实际q轴电压来估算AC电动机的磁通变动。
使用q轴指令电压代替由电压传感器测量的实际q轴电压，能够从AC电机中去除电压传感器。
鉴于此，已知在施加到AC电动机的实际q轴电压与q轴指令电压之间存在间隙是因例如以下原因造成的：
(1)空载时间，每个空载时间表示相应成对的上臂开关元件和下臂开关元件同时断开的时段；
(2)电力转换器的每个开关元件两端的电压降。
该间隙可能导致在使用q轴指令电压的上述方法估算得到的磁通变动中含有误差。
上述方法基于q轴电压而不使用d轴电压来估算磁通变动。这可能导致估算出的磁通变动易受到电压传感器的测量误差的变化和/或作为AC电动机的机器参数的电感的变化的影响。这可能导致上述方法的估算精度降低。
鉴于此，本公开的一个方面旨在提供用于交流旋转电机的控制装置，每个控制装置能够以更高的精度估算磁通变动。
根据本公开的第一示例性方面，提供一种控制装置，用于包括永磁单元的交流的旋转电机。控制装置包括指令电压计算器，其构造成基于旋转电机的请求扭矩来计算d轴指令电压和q轴指令电压。控制装置包括电力转换器，其构造成基于d轴指令电压和q轴指令电压将输入该电力转换器的输入电力转换为交流电力，并将该交流电力供给至旋转电机。控制装置包括磁通变动估算器，其构造成估算永磁单元相对于标准磁通的磁通变动。标准磁通被定义为当旋转电机处于预定标准状态时永磁单元的磁通。
磁通变动估算器包括指令电压校正器，其构造成校正d轴指令电压和q轴指令电压，以减小每个d轴指令电压及q轴指令电压与待施加到旋转电机的相应的实际电压之间的偏差，从而输出校正后的d轴指令电压和校正后的q轴指令电压。
磁通变化估算器包括标准电压计算器，其构造成：基于旋转电机的电角速度和在旋转电机中流动的电流，来计算当旋转电机处于预定标准状态时待施加到旋转电机的d轴标准电压和q轴标准电压。磁通变动估算器包括估算器，其构造成：根据校正后的d轴指令电压、校正后的q轴指令电压和q轴标准电压来估算磁通变动。
根据本公开的第二示例性方面，提供一种控制装置，用于包括永磁单元的交流的旋转电机。控制装置包括储存器和处理器，该处理器能与储存器通信。处理器构造成：基于旋转电机的请求扭矩来计算d轴指令电压和q轴指令电压，并且基于d轴指令电压和q轴指令电压将输入该处理器的输入电力转换为交流电力，从而将交流电力供给至旋转电机。处理器构造成估算永磁单元相对于标准磁通的磁通变动，该标准磁通被定义为当旋转电机处于预定标准状态时永磁单元的磁通。处理器构造成校正d轴指令电压和q轴指令电压，以减小每个d轴指令电压及q轴指令电压与待施加到旋转电机的相应的实际电压之间的偏差，从而输出校正后的d轴指令电压和校正后的q轴指令电压。处理器构造成基于旋转电机的电角速度和在旋转电机中流动的电流，来计算当旋转电机处于预定标准状态时待施加到旋转电机的d轴标准电压和q轴标准电压。处理器构造成：根据校正后的d轴指令电压、校正后的q轴指令电压和q轴标准电压来估算永磁单元相对于标准磁通的磁通变动。
第一示例性方面和第二示例性方面中的每个方面构造成校正d轴指令电压和q轴指令电压，以减小每个d轴指令电压及q轴指令电压与待施加到旋转电机的相应的实际电压之间的偏差，从而输出校正后的d轴指令电压和校正后的q轴指令电压。该构造使得能够基于校正后的d轴指令电压和校正后的q轴指令电压以更高的精度计算q轴实际电压。
另外，第一示例性方面和第二示例性方面中的每个方面构造成：除了校正后的q轴指令电压，还使用校正后的d轴指令电压来估算永磁单元相对于标准磁通的磁通变动。这使得永磁单元的磁通变动的估算精度得到提高。
附图说明
参照附图，本公开的其它方面将从实施例的以下描述中变得明确，其中：
图1是示意地示出根据本公开示例性实施例的、安装在车辆中的电动发电机驱动***的整体结构图；
图2是示意地示出图1所示的MG控制装置的结构的框图；
图3是示意地示出图2所示的磁通变动估算器的框图。
图4A是示意地示出根据示例性实施例的、所选择相的上臂开关元件和下臂开关元件如何基于开关脉冲被驱动的联合时序图；
图4B是示意地示出根据示例性实施例的、所选择相的开关脉冲、所选择相的相电流以及由于PWM控制中的三相调制模式期间的相应空载时间引起的d轴和q轴电压误差之间的关系的示例的联合时序图；
图5是示意地示出在图2所示的磁通变动估算器中如何实现空载时间校正器的示例的框图；
图6是示意地示出根据示例性实施例的、目标对的上臂开关元件和下部臂开关元件的开关脉冲如何随时间变化，以及目标对的上臂开关元件和下部臂开关元件如何被驱动的联合时序图；
图7A是示意地示出根据示例性实施例的实际空载时间与指令空载时间之间的关系的图表；
图7B是示意地示出根据示例性实施例的目标开关元件的电流振幅与请求扭矩之间的关系的图表；
图8A是示意地示出根据示例性实施例的、相对于开关元件的电流振幅或请求扭矩的接通延迟的温度特性的图表；
图8B是示意地示出根据示例性实施例的、相对于开关元件的电流振幅或请求扭矩的断开延迟的温度特性的图表；
图8C是示意地示出根据示例性实施例的、相对于开关元件的电流振幅或请求扭矩的实际空载时间的温度特性的图表；
图9A是示意地示出在图2所示的磁通变动估算器中如何实现空载时间校正器的另一示例的框图；
图9B是示意地示出图1所示的MG的RPM-扭矩特性的四个区域的图表；预先确定四个区域以适合于相应的三相调制模式、两相调制模式、脉冲形态调制模式和矩形调制模式；
图10A是示意地示出在图2所示的磁通变动估算器中如何实现两相调制空载时间校正器的示例的框图；
图10B是示意地示出在图2所示的磁通变动估算器中如何实现脉冲形态调制空载时间校正器的示例的框图；
图11A是示意地示出根据示例性实施例的每个开关元件的续流二极管两端的电压降与开关元件的电流振幅之间的关系的图表；
图11B是示意地示出根据示例性实施例的每个开关元件两端的电压降与开关元件的电流振幅之间的关系的图表；
图12是示意地示出在图2所示的磁通变动估算器中如何实现电压降校正器的示例的框图；
图13是示意地示出根据示例性实施例的、d轴电压降校正电压和q轴电压降校正电压中的每一个相对于电流振幅或请求扭矩的特性曲线根据逆变器温度而发生变化的图表；
图14是示意地示出在图2所示的磁通变动估算器中如何实现标准电压计算器的示例的框图；
图15是示意地示出根据示例性实施例的、如何基于d轴指令电压和q轴指令电压来估算磁通偏差的第一示例的图表；
图16是示意地示出根据示例性实施例的、如何基于d轴指令电压和q轴指令电压来估算磁通偏差的第二示例的图表；
图17是示意地示出根据示例性实施例的、施加到MG的实际dq电压矢量相对于指令dq电压矢量的相位发生延迟的图表；
图18是示意地示出磁通估算的示例的图表。
具体实施方式
鉴于上述观点，以下参照附图来描述本公开的示例性实施例。本公开实施根据示例性实施例的电动发电机(MG)控制装置20，其是用于永磁AC旋转电机的控制装置的示例。也就是说，MG控制装置构造成控制用作混合动力车辆或电动车辆的电力发动机的电动发电机(MG)80的通电。
以下参照图1来描述MG驱动***90的整体结构的示例。MG驱动***90安装在车辆、通常是配备有发动机(未示出)的混合动力车辆中。
参照图1，MG驱动***90包括MG控制装置20。注意，图1示意地示出了MG控制装置20的一般结构，而将在后面描述的根据示例性实施例的MG控制装置20的特殊结构在图1中的图示中省略。
MG驱动***90还包括MG 80和作为直流(DC)电源的电池10，而MG控制装置20具有逆变器62。
MG 80例如设计成永磁同步三相AC电动发电机。安装在混合动力车辆中的MG 80经由诸如变速器之类的齿轮机构联接到驱动轴，该驱动轴在两端处具有驱动轮。也就是说，MG80在电力运行模式中用作马达，以产生能旋转地对驱动轴进行驱动的扭矩，从而经由齿轮机构能旋转地对驱动轮进行驱动。MG 80还在再生模式中用作发电机，以基于从发动机和/或驱动轮传递来的扭矩产生电力，并将产生的电力充电到电池10。
MG 80设置有转子80a和定子80b。注意，图1示意地示出MG 80的结构。
转子80a包括转子铁芯80a1和永磁单元80a2，该永磁单元80a2包括至少一对嵌入转子铁芯80a1的永磁。也就是说，MG 80设计成内置式永磁同步电动机(IPMSM)。注意，MG 80可设计成表面永磁同步电动机(SPMSM)。
转子80a具有直轴(d轴)，该直轴与由永磁单元80a2的N极产生的磁通的方向一致。转子80a还具有正交轴(q轴)，在转子80a旋转期间，该正交轴的相位相对于相应的d轴领先π/2弧度的电角度。换言之，q轴电磁垂直于d轴。d轴和q轴构成为转子80a定义的d-q坐标系、即两相旋转坐标系。
定子80b包括定子铁芯，使得转子80a相对于定子铁芯能旋转地布置。定子80b还包括一组三相绕组，即缠绕在定子铁芯中的电枢绕组81、82、83。
三相，即U相绕组81、V相绕组82和W相绕组83缠绕在定子铁芯中，使得U相绕组81、V相绕组82和W相绕组83彼此偏移例如2π/3弧度的电角度。
例如，三相绕组81、82、83各自具有：第一端部，其连接到共用接点，即中性点；以及第二端部，其以例如星形构造的方式与第一端部并且与单独的端子相对。
MG控制装置20包括逆变器62，并且构造成使得逆变器62将从电池10输出的DC电力转换为三相交流(AC)电压，并且将三相AC电压供给至相应的三相绕组81、82、83。这会产生旋转磁场。使得转子80a能够基于旋转磁场与转子10a的磁通之间的磁引力而转动。
可充电的DC电池，例如镍氢电池或锂离子电池可被用作电池10。双电层电容器也可代替电池10用作DC电源。
MG控制装置20包括电流传感器70，其布置成测量分别流过U相绕组、V相绕组82、W相绕组83的三相电流Iu、Iv、Iw中的至少两相电流。若电流传感器70构造成测量两相电流、诸如流过对应的V相绕组82和W相绕组83的V相电流Iv和W相电流Iw，则电流传感器70或MG控制装置20可构造成使用基尔霍夫定律计算剩余的U相电流Iu。
MG控制装置20还包括旋转角度传感器85。包括例如旋转变压器的旋转角度传感器85被配置成与例如MG 80的转子80a相邻。旋转角度传感器85构造成测量、即监测MG 80的转子80a的旋转电角度θ，并将旋转电角度θ输出到MG控制装置20。
逆变器62包括以桥接构造连接的六个开关元件63至68，并且每个开关元件63-68包括续流或飞轮二极管D。
具体而言，开关元件63和66是彼此串联连接的成对的U相上臂开关元件和U相下臂开关元件，而开关元件64和67是彼此串联连接的成对的V相上臂开关元件和V相下臂开关元件。另外，开关元件65和68是彼此串联连接的成对的W相上臂开关元件和W相下臂开关元件。
每个开关元件63至68例如包括诸如IGBT之类的主半导体开关元件。也就是说，每个上臂开关元件63至65的射极连接到下臂开关元件66至68中对应一个的下臂开关元件的集电极。
开关元件63至65的集电极共同连接到电池10的正端子，而开关元件66至68的射极连接到电池10的负端子。这使得第一成对的开关元件63和66、第二成对的开关元件64和67以及第三成对的开关元件65和68被并联连接到电池10。
U相上臂开关元件63与U相下臂开关元件66之间的连接点被连接到U相绕组81的单独的端子，而V相上臂开关元件64与V相下臂开关元件67之间的连接点被连接到V相绕组82的单独的端子。另外，W相上臂开关元件65与W相下臂开关元件68之间的连接点被连接到W相绕组83的单独的端子。
每个续流二极管D反向并联连接到开关元件63至68的IGBT中对应的一个IGBT。每个续流二极管D允许电流从低电位侧、即射极侧流到高电位侧、即集电极侧。例如，每相的成对的IGBT和对应的续流二极管D可模块化为电力模块。
MG控制装置20包括温度传感器76，用于测量逆变器62的温度以作为逆变器温度T_inv。例如，若开关元件63至68和二极管D安装到电路板以进行封装，则温度传感器76安装到电路板。温度传感器7构造成测量逆变器温度T_inv作为每个开关元件63至68的温度。例如，温度传感器76可布置成靠近开关元件63至68，从而测量开关元件63至68周围的环境温度作为逆变器温度T_inv。MG控制装置20可包括诸如温敏二极管之类的温敏元件，并且温敏元件可构造成测量各开关元件63至68。
MG控制装置20包括平滑电容器15，该平滑电容器15在平滑电容器15的输入侧处并联连接到电池10。平滑电容器15用于平滑从电池10输出的DC电压，从而输出平滑后的DC电压Vdc作为逆变器输入电压。注意，下文将平滑后的DC电压Vdc简称为DC电压Vdc。
DC电压Vdc被直接输入逆变器60。也就是说，MG控制装置20在电池10与逆变器62之间不包括升压转换器，但可在电池10与逆变器62之间包括升压转换器。升压转换器可构造成升高DC电压，并且输出升高后的DC电压作为待输入到逆变器62的逆变器输入电压。
MG控制装置20还可操作地获取输入逆变器62的DC电压Vdc。
MG控制装置20包括设计成例如微型计算机电路的控制器100。具体而言，控制器100大体上包括：例如CPU，即处理器100a；储存器100b，其具有例如RAM和ROM；以及***电路100c，ROM是非暂时性存储介质的示例。由控制器100提供的所有功能的至少一部分功能可由至少一个处理器实现，该至少一个处理器可包括：
(1)至少一个可编程处理单元、即至少一个可编程逻辑电路与至少一个存储器的组合；
(2)至少一个硬连线逻辑电路；以及
(3)至少一个硬连线逻辑和可编程逻辑混合电路。
具体而言，控制器100构造成使得CPU 100a执行存储在存储器100b中的程序的指令，从而执行与混合动力车辆相关联的预定软件任务。控制器100还可构造成使得至少一个专用电子电路执行与MG 80相关联的预定硬件任务。控制器100可构造成执行软件任务和硬件任务两者。
开关元件63至68的栅极、即控制端子连接到控制器100。每个成对的上臂开关元件和下臂开关元件在控制器100的控制下互补地接通。
控制器100功能性地包括电压指令计算器24、dq转换器29、调制器61、角速度计算器86和磁通变动估算器30。
也就是说，MG控制装置20包括指令电压计算器24、dq转换器29、调制器61、角速度计算器86、磁通变动估算器30和逆变器62。
如图2所示，根据示例性实施例的MG控制装置20构造成执行例如电流反馈控制任务，从而根据以下参数计算待施加到MG 80的d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*：
(1)由外部电子控制单元(ECU)150输入MG控制装置20的请求扭矩Trq*；
(2)从电流传感器70反馈到MG控制装置20的三相电流Iu、Iv、Iw；以及
(3)从旋转角度传感器85反馈到MG控制装置20的旋转电角度θ。
MG控制装置20可构造成执行扭矩反馈控制任务，从而将MG 80的输出扭矩的估算值与请求扭矩Trq*进行比较，并基于比较结果调整待输出到MG 80的脉冲输出电压的形态，进而使MG 80的输出扭矩跟随请求扭矩Trq*。
电流反馈控制任务和扭矩反馈控制任务中的每个任务使用基于相对于转子80a定义的d-q坐标系、即两相旋转坐标系的已知矢量控制。
参照图2，dq转换器29对至少两相电流Iv、Iw进行采样，基于至少两相电流Iv、Iw计算U相电流Iu，并且使用旋转电角度和例如已知的转换等式或映射信息，将三相电流Iu、Iv、Iw转换为d轴电流Id和q轴电流Iq。此后，dq转换器29将d轴电流Id和q轴电流Iq反馈到电压指令计算器24。
另外，电压指令计算器24包括指令电流计算器21、电流偏差计算器22和控制单元23。
指令电流计算器21根据请求扭矩Trq*计算MG 80的转子80a的d-q坐标系中的指令d轴电流Id*和指令q轴电流Iq*。需要指令d轴电流Id*和指令q轴电流Iq*以获取与请求扭矩Trq*匹配的MG 80的扭矩。
例如，指令电流计算器21可具有数据表格格式、数学表达格式和/或程序格式的映射。该映射包括指示每个d轴电流指令Id*及q轴电流指令Iq*的值与请求扭矩Trq*的值之间的关系的信息。具体而言，指令电流计算器21参照该映射，并且提取与请求扭矩Trq*的输入值对应的每个d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*的值。注意，下文将d轴电流和q轴电流简单描述为d-q轴电流。
电流偏差计算器22从d轴电流指令Id*中减去由dq转换器29反馈的d轴电流Id，从而计算出d轴电流偏差ΔId。电流偏差计算器22从q轴电流指令Iq*中减去由dq转换器29反馈的q轴电流Iq，从而计算出q轴电流偏差ΔIq。
控制单元23使用d轴电流偏差ΔId作为输入数据以及PI反馈控制算法(PI算法)的比例增益项和积分增益项来执行比例积分(PI)反馈操作。PI反馈操作计算出正弦d轴指令电压Vd*，使得d轴电流偏差ΔId收敛到零，进而使d轴电流Id跟随d轴指令电流Id*。
控制单元23使用q轴电流偏差ΔIq作为输入数据以及PI反馈控制算法(PI算法)的比例增益项和积分增益项来执行PI反馈操作。PI反馈操作计算出正弦q轴指令电压Vq*，使得q轴电流偏差ΔIq收敛到零，进而使q轴电流Iq跟随q轴指令电流Iq*。
向调制器61输入DC电压Vdc、d轴指令电压Vd*、q轴指令电压Vq*以及MG 80的旋转电角度θ。
之后，调制器61根据平滑后的DC电压Vdc、d轴指令电压Vd*、q轴指令电压Vq*和MG80的旋转电角θ产生开关脉冲信号，并将产生的开关脉冲信号输出到逆变器62。
例如，调制器61基于例如逆变器62的预定调制因子和MG 80的RPM-扭矩特性选择性地执行下面几个调制模式中的一个，几个调制模式包括：
(1)已知的脉冲宽度调制(PWM)控制下的三相调制模式；
(2)已知的PWM控制下的两相调制模式；
(3)已知的脉冲形态调制模式；
(4)已知的矩形调制模式。
注意，两相调制模式构造成例如确定开关脉冲信号，使得：
(1)三相中的连续选择的一相的上臂开关相对于MG 80的每120电角度固定为断开；
(2)三相中的连续选择的一相的下臂开关相对于MG 80的每120电角度固定为接通。
也就是说，三相调制模式构造成基于每个三相正弦占空信号与诸如三角载波信号之类的载波信号之间的幅度比较来执行脉冲宽度调制，该三相正弦占空信号具有彼此120电角度的相位差，并且被标准化为DC电压Vdc的一半。这会产生用于各开关元件63至68的每个开关脉冲信号。
两相调制模式构造成执行计算指令占空的例如两相调制任务，使得
(1)三相中的连续选择的一相的上臂开关相对于MG 80的每120电角度固定为断开；以及
(2)三相中的连续选择的一相的下臂开关相对于MG 80的每120电角度固定为接通。
也就是说，对于每120电角度，基于两相调制的三相指令占空中的两个被确定为能够产生正弦线间电压，而剩余相位指令占空固定为最小值零。
脉冲形态调制模式构造成：根据例如逆变器62的调制因子和MG 80的RPM扭矩特性，在多个准备好的脉冲开关形态中选择待施加到每个开关元件的一个开关脉冲形态。
矩形调制模式构造成：为每个开关元件产生开关脉冲形态，使得对应的开关元件的接通持续时间与断开持续时间的比率被设定为1：1。
执行上述调制模式中所选择的一种调制模式能够为对应的开关元件63至68产生开关脉冲信号，每个开关脉冲信号包括占空因数。开关元件的占空因数表示开关元件的接通持续时间与开关循环的总持续时间的可控比率，即百分比。也就是说，调制器61根据对应的开关脉冲信号单独执行开关元件63至68的接通断开开关动作，从而将平滑后的DC电压Vdc转换为待施加到对应的三相绕组81、82、83的受控的三相AC电压。特别地，调制器61在空载时间时将成对的上臂开关元件和下臂开关元件互补地接通，在上述空载时间期间，确保成对的上臂开关元件和下臂开关元件同时断开。引入空载时间可防止成对的上臂开关元件和下臂开关元件同时接通，从而防止过电流流过上臂开关元件和下臂开关元件。
开关元件63至68的接通断开开关动作使得基于施加的三相AC电压产生的MG 80的输出扭矩能够跟随请求扭矩Trq。
角速度计算器86从旋转角度传感器85采样电角度θ，并在时间上区分已采样的电角度θ，从而计算出电角速度ω。
磁通变动估算器30构造成估算磁通变动Δφ，该磁通变动Δφ定义为永磁单元80a2的当前磁通与标准磁通φstd的差值。标准磁通φstd定义为当MG 80处于预定标准状态时永磁单元80a2的磁通。处于标准状态的MG 80定义为具有预定标准温度范围的MG 80。
图2示出各种参数被输入到磁通变动估算器30，各种参数至少包括：
(1)指令电压Vd*、Vq*；
(2)d轴电流Id和q轴电流Iq、或者指令d轴电流Id*和指令q轴电流Iq*(见虚线)；以及
(3)电角速度ω。
取决于校正电压误差的所选构造，各种参数还包括以下参数中的至少一个参数：
(1)请求扭矩Trq*(见双点划线)；
(2)逆变器温度T_inv(见双点划线)；以及
(3)调制器61所使用的所选择的调制(见双点划线)。
接着，下面在描述磁通变动估算器如何估算永磁单元80a2的磁通之前，先描述公布的专利文献第2943657号所公开的方法如何估算电动机的永磁单元的磁通。
施加到电动机的d轴电压Vd及q轴电压Vq与基于d轴电压Vd及q轴电压Vq在电动机中流动的d轴电流Id及q轴电流Iq之间的关系通常由使用磁通的以下电压等式(1)表示：
Vd＝-ω×Lq×Iq+R×Id
Vq＝ω×Ld×/d+R×Iq+ω×φ (1)
其中：
R表示每相绕组的电阻，称为绕组电阻
Ld表示d轴中的电感，称为d轴电感
Lq表示q轴中的电感，称为q轴电感
φ表示电动机的永磁单元的磁通
将电压等式(1)整理成磁通φ，能够获得以下等式(2)：
与示例性实施例类似，标准磁通φstd定义为当电动机处于预定标准状态时永磁单元的磁通，而磁通变动Δφ定义为永磁单元的当前磁通与标准磁通φstd的差值。
之后，磁通变动Δφ可由以下等式(3)表示：
另外，当电动机处于标准状态、即永磁单元的磁通为参照磁通φstd时，施加到电动机的d轴电压和q轴电压将分别被称为d轴标准电压Vd_std和q轴标准电压Vq_std。相反，实际施加到电动机的d轴电压和q轴电压将被称为实际d轴电压和实际q轴电压。
电压等式(1)使得q轴标准电压Vq_std可由以下等式(4.1)表示：
Vq_std＝ω×φstd+ω×Ld×Id+R×Iq (4.1)
我们将等式(3)中的磁通变动Δφ重新定义为磁通变动估算值Δφest，并且还将q轴电压Vq重新定义为q轴实际电压估算值[Vq]。之后，将q轴标准电压Vq_std代入等式(3)使得磁通变动估算值Δφest能够由以下等式(4.2)表示：
注意，q轴实际电压估算值[Vq]表示估算磁通变动Δφ时的实际q轴电压的估算值。
图18示出在d-q坐标系中由等式(4.1)表示的q轴标准电压Vq_std和由等式(4.2)表示的磁通变动估算值Δφest。在d-q坐标系中分别由重箭头表示的矢量(ω×φstd)、矢量(ω×Ld×Id)和矢量(R×Iq)的合成表示等式(4.1)，从而基于矢量(ω×φstd)、矢量(ω×Ld×Id)和矢量(R×Iq)的合成的合成矢量的终点的q轴分量表示q轴标准电压Vq_std。d-q坐标系中由粗白色箭头表示的矢量(ω×Δφest)表示等式(4.2)，从而矢量(ω×Δφest)终点的q轴分量表示q轴实际电压估算值[Vq]。注意，尚未乘以电角速度ω的电压-时间维度的矢量(Δφest)可由虚线箭头表示。
注意，用于获得q轴实际电压估算值的常用方法使用电压传感器来测量q轴实际电压。
相反，根据示例性实施例的磁通变动估算器30构造成基于q轴指令电压Vq*计算q轴实际电压估算值[Vq]，而不使用电压传感器。这旨在降低MG控制装置20的部件成本以及MG控制装置20在混合动力车辆中的安装空间。
本申请的发明人着眼于由于后面描述的各种因素而在q轴指令电压Vq*与q轴实际电压之间出现q轴电压误差Vq_err的情况。当q轴实际电压估算值[Vq]由q轴指令电压Vq*与q轴电压误差Vq_err之和表示时，上述等式(4.2)可重写为以下等式(5.1)：
将q轴电压误差Vq_err除以电角速度ω，能够获得估算误差Δφest_err，其由以下等式(5.2)表示：
鉴于此，根据示例性实施例的磁通变动估算器30构造成执行两步法，从而提高磁通变动Δφ的估算精度。
两步法包括第一步骤，在该第一步骤中，校正d轴指令电压Vd*与d轴实际电压之间的d轴电压误差Vd_err、q轴指令电压与q轴实际电压之间的q轴电压误差Vq_err，从而计算校正后的d轴指令电压Vd**和q轴指令电压Vq**，使得各d轴电压误差Vd_err和q轴电压误差Vq_err减小。具体而言，d轴电压误差和q轴电压误差是由于开关元件63至68的空载时间和每个开关元件63-68两端的DC电压降引起的。
两步法还包括第二步骤，在该第二步骤中，根据校正后的d轴指令电压Vd**和q轴指令电压Vq**估算磁通变动Δφ，第二步骤与根据q轴实际电压估算磁通变动Δφ的公布专利文献的估算方法不同。
具体而言，第二步骤计算校正后的q轴指令电压Vq**与校正后的d轴指令电压Vd**的比率，并将d轴标准电压Vd_std乘以校正后的q轴指令电压Vq**与校正后的d轴指令电压Vd**的比率，从而计算q轴实际电压估算值[Vq]。之后，第二步骤从q轴实际电压估算值[Vq]中减去q轴标准电压Vq_std，从而计算出q轴电压偏差ΔVq，并将q轴电压偏差ΔVq除以电角速度ω，以计算出磁通变动估算值Δφest(见以下等式(6))：
以下将对第二步骤详细描述。第二步骤使得对磁通变动估算值Δφest的不利影响减小，这些不利影响是由在通过第一步骤获得的校正后的d轴指令电压Vd**和校正后的q轴指令电压Vq**中存在的电压误差所引起的。
接着，以下参照图3描述磁通变动估算器30的示意构造。
磁通变动估算器30包括指令电压校正器31、标准电压计算器37和估算值计算器38。
指令电压校正器31构造成：校正d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*，从而减小d轴指令电压Vd*与d轴实际电压之间的d轴电压误差Vd_err、以及q轴指令电压Vq*与q轴实际电压之间的q轴电压误差Vq_err，从而输出校正d轴指令电压Vd**和校正q轴指令电压Vq**。
例如，指令电压校正器31包括空载时间校正器32、电压降校正器36、加法器312和加法器316。
具体而言，将开关元件63至68的开关频率Fsw从调制器61输入到空载时间校正器32，并将DC电压Vdc也输入到空载时间校正器32。另外，将d轴电流Id和q轴电流Iq、或者指令d电流Id*和指令q轴电流Iq*从dq转换器29或指令电流计算器21输入到空载时间校正器32。
之后，空载时间校正器32基于输入参数校正：由于各个开关元件63至68的空载时间引起的d轴指令电压Vd*与d轴实际电压之间的d轴电压误差Vd_err、以及q轴指令电压Vq*与q轴实际电压之间的q轴电压误差Vq_err，从而输出d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT。
将d轴电流Id和q轴电流Iq、或者指令d电流Id*和指令q轴电流Iq*从dq转换器29或指令电流计算器21输入到电压降校正器36。
之后，电压降校正器36基于输入参数校正：由于各个开关元件63至68两端的DC电压降引起的d轴指令电压Vd*与d轴实际电压之间的d轴电压误差Vd_err、以及q轴指令电压Vq*与q轴实际电压之间的q轴电压误差Vq_err，从而输出d轴电压降校正电压Vd_compVF和q轴电压降校正电压Vq_compVF。
加法器312将d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT加到对应的d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*。
加法器316将d轴电压降校正电压Vd_compVF和q轴电压降校正电压Vq_compVF加到已分别加上d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT的、对应的d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*，从而输出校正后的d轴指令电压Vd**和校正后的q轴指令电压Vq**。
将MG 80的角速度ω、d轴电流Id和q轴电流Iq或者指令d轴电流Id*和指令q轴电流Iq*从dq转换器29或指令电流计算器21输入到标准电压计算器37。之后，标准电压计算器37基于角速度ω；以及d轴电流Id和q轴电流Iq或者指令d轴电流Id*和指令q轴电流Iq*，计算出待施加到处于标准状态的MG 80的d轴标准电压Vd_std和q轴标准电压Vq_std。
估算值计算器38计算出校正后的q轴指令电压Vq**与校正后的d轴指令电压Vd**的比率，并将d轴标准电压Vd_std乘以校正后的q轴指令电压Vq**与校正后的d轴指令电压Vd**的比率，从而计算出q轴实际电压估算值[Vq]。之后，估算值计算器38从q轴实际电压估算值[Vq]中减去q轴标准电压Vq_std，从而计算出q轴电压偏差ΔVq，并将q轴电压偏差ΔVq除以电角速度ω，以计算出磁通变动估算值Δφest。
接下来，以下描述磁通变动估算器30的每个部件的详细结构。首先，以下参照图4至图10描述空载时间校正器32，此后参照图11至图13描述电压降校正器36。
空载时间校正器32校正由于各个开关元件63至68的空载时间引起的d轴指令电压Vd*与d轴实际电压之间的d轴电压误差Vd_err、以及q轴指令电压Vq*与q轴实际电压之间的q轴电压误差Vq_err。空载时间各自表示各相的上臂开关元件和下臂开关元件同时断开的时段。尽管因空载时间是众所周知的技术而省略了对空载时间的详细描述，但以下仍参照图4A和图4B简单描述空载时间。
图4A示出将开关脉冲作为上臂指令从调制器61输出到所选择的相位的目标上臂开关元件。注意，图4A着眼于电池10与负载(MG)80之间的逆变器62的所选择的相位，以简单描述空载时间。
控制开关脉冲在时间t1下降，此后在时间t3上升，使得目标上臂开关元件在时间t1断开，此后在从时间t3开始已经过空载时间Tdead的时间t4接通。所选相的目标下臂开关元件在从时间t1开始已经过空载时间Tdead的时间t2接通，此后在时间t3断开。
当电流沿从集电极向射极的正向流过目标上臂开关元件时，逆变器62的输出电压在上臂开关元件接通时变为DC电压Vdc，并在上臂开关元件断开时变为零。这导致从时间t3到时间t4的输出电压的零电压时段被加到与开关脉冲的断开时段相应的输出电压的正常零电压时段。另外，当电流沿从射极向集电极的负向流过目标下臂开关元件时，逆变器62的输出电压在下臂开关元件断开时变为DC电压Vdc，并在下臂开关元件接通时变为零。这导致从时间t1到时间t2的输出电压的Vdc时段被加到与开关脉冲的接通时段对应的输出电压的正常Vdc时段。
图4B示意地示出在PWM控制下的三相调制模式期间由于对应的空载时间引起的所选择的相的开关脉冲、所选择的相的相电流和d轴电压误差及q轴电压误差之间的关系。基于电压误差平均值的矩形波信号由虚线示出，将被称为电压误差信号的矩形波形信号具有振幅A，该振幅A基于输入到逆变器62的DC电压Vdc、开关频率Fsw和空载时间Tdead的乘积确定，由等式“A＝Vdc×Fsw×Tdead”表示。
另外，当调制器61在PWM控制下执行三相调制模式时，可基于电流矢量Idq相对于d轴(见图18)的电流相位βd，通过以下等式(7)来表示d轴空载校正电压Vd_compDT和q轴空载校正电压Vq_compDT：
时间维度中的d轴空载时间校正电压Vd_compDT的等式(7)右侧的、尚未乘以(Vdc×Fsw)的值，被表示为d轴贡献时间Td_ctrb，而时间维度中的q轴空载时间校正电压Vq_compDT的等式(7)右侧的、尚未乘以(Vdc×Fsw)的值表示为q轴贡献时间Tq_ctrb。这些d轴贡献时间Td_ctrb和q轴贡献时间Tq_ctrb由以下等式(8.1)表示：
使用d轴贡献时间Td_ctrb和q轴贡献时间Tq_ctrb，使得等式(7)能够被重写为以下等式(8.2)：
Vd_comDT＝Vdc×Fsw×Td_comDT
Vq_comDT＝-Vdc×Fsw×Tq_comDT (8.2)
图5是示意地示出在磁通变动估算器30中如何实现空载时间校正器32的一示例的框图。
具体而言，在磁通变动估算器30中实现的空载时间校正器32包括空载时间校正映射321和乘法器322。空载时间校正映射321设计成例如如下函数，该函数基于作为其自变量的电流相位βd计算出由上述等式(8.1)表示的d轴贡献时间Td_ctrb和q轴贡献时间Tq_ctrb。
乘法器322将从空载时间校正映射321输出的d轴贡献时间Td_ctrb和q轴贡献时间Tq_ctrb中的每一个乘以DC电压Vdc和开关频率Fw，从而输出d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中的相应一个。由于可基于d轴电流Id和q轴电流Iq计算出电流相位βd，因此，可将d轴电流Id和q轴电流Iq代替电流相位βd，作为自变量输入到空载时间校正映射321。类似地，若d轴指令电流Id*和q轴指令电流Iq*接近对应的d轴电流Id和q轴电流Iq，则d轴指令电流Id*和q轴指令电流Iq*可代替电流相位βd，作为其自变量输入到空载时间校正映射321。若基于请求扭矩Trq*唯一确定d轴指令电流Id*和q轴指令电流Iq*，则可将请求扭矩Trq*代替电流相位βd，作为其自变量输入到空载时间校正映射321。
图6是示意地示出目标成对的目标上臂开关元件和目标下臂开关元件的切换脉冲如何随时间变化，以及目标上臂开关元件和目标下臂开关元件如何被驱动。
如图6所示，在目标上臂开关元件的开关脉冲的接通指令的上升时刻与目标下臂开关元件的接通指令的下降时刻之间存在空载时间。另外，在目标下臂开关元件的开关脉冲的接通指令的上升时刻与目标上臂开关元件的接通指令的下降时刻之间存在空载时间。开关脉冲的接通指令之间的上述空载时间被称为指令空载时间COM Tdead。
如图6所示，在目标上臂开关元件的接通时刻与断开时刻中存在延迟，并且在目标下臂开关元件的接通时刻与断开时刻中也存在延迟。每个开关元件63至68的接通延迟、即上升延迟OnD定义为：开关元件的集电极-射极电压Vce从对应的开关脉冲的接通时刻开始上升至集电极-射极电压Vce的最大水平的50％所需的时间。类似地，每个开关元件63至68的断开延迟、即下降延迟OffD定义为：开关元件的集电极-射极电压Vce从对应的开关脉冲的断开时刻开始下降至集电极-射极电压Vce的最大水平的50％所需的时间。
上述定义使得基于对应的指令空载时间COM Tdead的实际空载时间ACT Tdead能够由以下等式(9)表示：
ACT Tdead＝COMTdead+OnD-OffD (9)
每个开关元件63-68的接通延迟OnD和断开延迟OffD根据流过相应开关元件的电流振幅而变化。若用于开关元件63-68中的目标开关元件的每个指令空载时间COM Tdead被设定为固定值，并且目标开关元件的接通延迟OnD随着电流振幅增大的增量大于目标开关元件的断开延迟OffD随着相同的电流振幅增大的增量，目标开关元件的实际空载时间ACTEdead随着目标开关元件的电流振幅增大而增大(见图7A)。为此，除了电流相位βd之外，还可将流过任何开关元件63-68的电流的振幅用作空载时间校正映射321的自变量。
图7B示意地示出目标开关元件的电流振幅通常与请求扭矩Trq*正相关。若基于请求扭矩Trq*唯一确定目标开关元件的电流振幅，则除了电流相位βd之外，还可将请求扭矩Trq*用作空载时间校正映射321的自变量。
也就是说，空载时间校正器32可构造成：根据所选择的一个开关元件63-68的电流振幅和/或请求扭矩Trq*的变化，来改变每个d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT的振幅。这使得d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*的空载时间校正的精度更高。
每个开关元件63-68的接通延迟OnD和断开延迟OffD还根据对应的开关元件的温度、即由温度传感器76测量出的逆变器温度T_inv而发生变化(见图8A和图8B)。具体而言，在任何电流振幅或扭矩请求Trq*下的逆变器温度T_inv为100℃时的每个开关元件63-68的接通延迟OnD，小于在相同电流振幅或扭矩请求Trq*下的逆变器温度T_inv为0℃时的对应的开关元件63-68的接通延迟OnD。类似地，在任何电流振幅或扭矩请求Trq*下的逆变器温度T_inv为100℃时的每个开关元件63-68的断开延迟OffD，大于在相同电流振幅或扭矩请求Trq*下的逆变器温度T_inv为0℃时的对应的开关元件63-68的接通延迟OnD。另外，每个开关元件63-68的接通延迟OnD对逆变器温度T_inv的依赖度大于对应的开关元件63-68的断开延迟OffD对逆变器温度T_inv的依赖度。
图8C示出由上述等式(9)表示的每个开关元件63-68的实际空载时间ACT Tdead如何随着逆变器温度T_inv的变化而变化，其是图8A和图8B的组合。如图8C所示，在任何电流振幅或扭矩请求Trq*下的逆变器温度T_inv为100℃时的每个开关元件63-68的实际空载时间ACT Tdead，小于在相同电流振幅或扭矩请求Trq*下的逆变器温度T_inv为0℃时的对应的开关元件63-68的实际空载时间ACT Tdead。为此，除了电流相位βd之外，还可将逆变器温度T_inv用作空载时间校正映射321的自变量。
替代地，空载时间校正映射321可构造成：根据逆变器温度T_inv校正每个d轴贡献时间Td_ctrb和q轴贡献时间Tq_ctrb。
也就是说，空载时间校正器32可构造成：根据逆变器温度T_inv的变化来改变每个d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT的振幅。这使得d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*的空载时间校正的精度更高。
若除了电流相位βd之外，还使用任何开关元件63-68的电流振幅或请求扭矩Trq*而不使用逆变器温度T_inv作为空载时间校正映射321的自变量，则可基于以下之一来确定每个d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT：
(1)逆变器温度T_inv为100℃时的实际空载时间ACT Tdead的温度特性曲线；
(2)逆变器温度T_inv为0℃时的实际空载时间ACT Tdead的温度特性曲线；
(3)逆变器温度T_inv为100℃时的实际空载时间ACT Tdead的温度特性曲线与逆变器温度T_inv为0℃时的实际空载时间ACT Tdead的温度特性曲线的平均温度特性曲线。
图9A是示意地示出在图2所示的磁通变动估算器30中如何实现空载时间校正器32的另一示例的框图。图9A所示的空载时间校正器32根据由调制器61选择性地实施的逆变器62的任一种调制模式和输入其中的其它信息项目，来改变每个d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT。空载时间校正器32的另一示例被称为空载时间校正器32A。
空载时间校正器32A包括三相调制空载时间校正器320、两相调制空载时间校正器33、脉冲形态调制空载时间校正器34和矩形调制空载时间校正器35。若调制器61使用其他调制，则空载时间校正器32A可包括其他调制空载时间校正器。
若在MG 80的360电角度的一个循环期间内每个开关元件的开关动作的数量足够大，或者若开关频率Fsw被设定为恒值，则上述等式(7)能以高精度成立，但在MG 80的360电角度的一个循环期间内每个开关元件的开关动作的数量不够大，同时开关频率Fsw未被设定为恒值，则上述等式(7)不会以高精度成立。
若调制器61执行三相调制模式，则上述等式(7)基本上以高精度成立，使得能够以高精度校正d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*。相反，若调制器61执行其他调制，则上述等式(7)可能无法以高精度成立，导致校正d轴电压误差和q轴电压误差的精度降低。
鉴于此，空载时间校正器32A构造成：根据由调制器61选择性地实施的逆变器62的任一种调制模式，来改变每个d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT，其旨在提高校正d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*的精度。
图9B示出MG 80的RPM-扭矩特性的四个区域；预先确定四个区域以适合相应的三相调制模式、两相调制模式、脉冲形态调制模式和矩形调制模式。也就是说，调制器61例如构造成：当MG 80的RPM N从零开始增大时，依次执行三相调制模式、两相调制模式、脉冲形态调制模式和矩形调制模式。
三相调制空载时间校正器32具有与图5所示的空载时间校正器32的构造相同的构造，使得三相调制空载时间校正器32构造成根据上述等式(7)计算出d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT。
两相调制模式可使得因对应的空载时间引起的每个d轴电压误差和q轴电压误差的振幅和相位根据除了DC电压Vdc、开关频率Fsw和电流相位βd之外的例如逆变器62的功率因数而发生变化。为此，映射每个d轴电压误差及q轴电压误差的振幅和相位与包括功率因数及电流相位βd在内的参数之间的关系，能够计算出d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT。
图10A是示意地示出在磁通变动估算器30中如何实现两相调制空载时间校正器33的一示例的框图。
具体而言，两相调制空载时间校正器33包括两相调制空载时间校正映射331和乘法器332。两相调制空载时间校正映射331设计成例如如下函数，该函数基于作为其自变量的电流相位βd和功率因数计算出d轴贡献时间Td_ctrb和q轴贡献时间Tq_ctrb。
乘法器332将从空载时间校正映射331输出的d轴贡献时间Td_ctrb和q轴贡献时间Tq_ctrb中的每一个乘以DC电压Vdc和开关频率Fw，从而输出d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中对应的一个。
从两相调制空载时间校正器33输出的d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中的每一个的相位，是通过基于功率因数确定的值，相对于从三相调制空载时间校正器320输出的d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中的相应一个的相位进行校正的。
从两相调制空载时间校正器33输出的d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中的每一个的振幅，是通过基于功率因数确定的值，相对于从三相调制空载时间校正器320输出的d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中的相应一个的振幅进行校正的。
注意，可模拟或测量d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中的每一个的相位的校正值，以在映射331中实现。
脉冲形态调制模式可使得由于对应的空载时间引起的每个d轴电压误差和q轴电压误差的振幅和相位根据除了DC电压Vdc、开关频率Fsw和电流相位βd之外的例如所选择的开关脉冲形态和逆变器62的功率因数而变化。为此，映射每个d轴电压误差及q轴电压误差的振幅和相位与包括功率因数、准备好的开关脉冲形态及电流相位βd在内的参数之间的关系，能够计算出d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT。
图10B是示意地示出在磁通变动估算器30中如何实现脉冲形态调制空载时间校正器34的一示例的框图。
具体而言，脉冲形态调制空载时间校正器34包括脉冲形态调制空载时间校正映射341和乘法器342。脉冲形态调制空载时间校正映射341设计成例如如下函数，该函数基于作为其自变量的电流相位βd、功率因数和所选择的开关脉冲形态，计算出d轴贡献时间Td_ctrb和q轴贡献时间Tq_ctrb。
乘法器333将从空载时间校正映射341输出的d轴贡献时间Td_ctrb和q轴贡献时间Tq_ctrb中的每一个乘以DC电压Vdc和开关频率Fw，从而输出d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中的相应一个。
从脉冲形态调制空载时间校正器34输出的d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中的每一个的相位是通过基于功率因数和所选择的开关脉冲形态，相对于和电流相位相比偏移180电角度的相位进行校正的。
从脉冲形态调制空载时间校正器34输出的d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中的每一个的振幅是通过例如将输入到逆变器62的DC电压Vdc乘以基于所选择的开关脉冲形态和功率因数确定的值而获得的。
注意，可模拟或测量d轴空载时间校正电压Vd_compDT和q轴空载时间校正电压Vq_compDT中的每一个的相位的校正值，以在映射341中实现。
矩形调制模式可维持由于各个空载时间不变引起的每个d轴电压误差和q轴电压误差的振幅和相位，从而无需对基于d轴空载校正电压和q轴空载校正电压的d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*进行校正。相反，由于可能存在因每个d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*所包括的每个开关元件63至68的断开延迟OffD引起的大电压相位误差，因此，需要对每个d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*进行校正，从而消除或减小电压相位误差。以下将该校正作为示例性实施例的变型进行描述。
电压降校正器36校正：由于相应开关元件63至68两端的DC电压降引起的d轴指令电压Vd*与d轴实际电压之间的d轴电压误差Vd_err、以及q轴指令电压Vq*与q轴实际电压之间的q轴电压误差Vq_err，从而输出d轴电压降校正电压Vd_compVF和q轴电压降校正电压Vq_compVF。开关元件两端的DC电压降包括开关元件的续流二极管两端的电压降Vf和IGBT两端的电压降Vce。若每个开关元件的IGBT和对应的续流二极管D可模块化为电力模块，则电力模块两端的DC电压降可用作对应的开关元件的DC电压降。
图11A示意地示出每个开关元件63至68的续流二极管两端的电压降Vf与对应的开关元件的电流振幅正相关，类似地，图11B示意地示出每个开关元件63至68的IGBT两端的电压降Vce与对应的开关元件的电流振幅正相关。注意，由于每个开关元件63至68的续流二极管两端的电压降Vf与对应的开关元件的电流振幅之间的特性曲线(见图11A)大致类似于每个开关元件63至68的IGBT两端的电压降Vce与对应的开关元件的电流振幅之间的特性曲线(见图11B)，因此，能够使用电压降Vf和电压降Vce中的一个作为每个开关元件63-68两端的DC电压降。
图12是示意地示出在磁通变动估算器30中如何实现电压降校正器36的一示例的框图。
电压降校正器36包括电压降校正映射361。电压降校正映射361设计成例如以下函数，该函数基于作为其自变量的d轴电流Id和q轴电流Iq计算出d轴电压降校正电压Vd_compVF和q轴电压降校正电压Vq_compVF。若d轴指令电流Id*和q轴指令电流Iq*接近于对应的d轴电流Id和q轴电流Iq，则d轴指令电流Id*和q轴指令电流Iq*可代替d轴电流Id和q轴电流Iq作为其自变量输入到电压降校正映射361。如图7B所示，若基于请求扭矩Trq*唯一确定每个开关元件63-68的电流振幅，则请求扭矩Trq*可代替d轴电流Id和q轴电流Iq用作电压降校正映射361的自变量。
从电压降校正器36输出的每个电压降校正电压Vd_compVF和Vq_compVF的相位相对于电流相位偏移180电角度，并且从电压降校正器36输出的每个电压降校正电压Vd_compVF和Vq_compVF的振幅通过来自相应的开关元件的电流振幅的DC电压降来校正。
也就是说，对由于对应的开关元件63至68的DC电压降引起的d轴电压误差Vd_err和q轴电压误差Vq_err进行校正，能实现校正后的q轴指令电压Vq**与校正后的d轴指令电压Vd**之比的精度，能够以更高的精度估算磁通变动Δφ。
每个开关元件63-68两端的DC电压降Vf和DC电压降Vce根据相应的开关元件的温度、即由温度传感器76测量的逆变器温度T_inv而变化。
鉴于此，电压降校正器36可构造成：根据图13所示的逆变器温度T_inv的变化来改变每个d轴电压降校正电压Vd_compVF和q轴电压降校正电压Vq_compVF的振幅。也就是说，图13示出每一个d轴电压降校正电压Vd_compVF和q轴电压降校正电压Vq_compVF振幅相对于电流振幅或请求扭矩Trq*的特性曲线根据逆变器温度T_inv发生变化。
例如，可将逆变器温度T_inv加到电压降校正映射361的自变量。替代地，电压降校正器361可构造成：根据逆变器温度T_inv的变化来改变每个d轴电压降校正电压Vd_compVF和q轴电压降校正电压Vq_compVF的振幅。这使得d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*的电压降校正的精度更高。
若逆变器温度T_inv未用作电压降校正映射361的自变量，则电压降校正器36可构造成根据以下特性曲线来确定每个d轴电压降校正电压Vd_compVF和q轴电压降校正电压Vq_compVF：
(1)在逆变器温度T_inv为100℃时，每个d轴电压降校正电压Vd_compVF和q轴电压降校正电压Vq_compVF的振幅的温度特性曲线；
(2)在逆变器温度T_inv为0℃时，每个d轴电压降校正电压Vd_compVF和q轴电压降校正电压Vq_compVF的振幅的温度特性曲线；
(3)在逆变器温度T_inv为100℃时的温度特性曲线与在逆变器温度T_inv为0℃时的温度特性曲线的平均温度特性曲线。
标准电压计算器37基于角速度ω；以及d轴电流Id和q轴电流Iq或者指令d轴电流Id*和指令q轴电流Iq*，计算出待施加到处于标准状态的MG 80的d轴标准电压Vd_std和q轴标准电压Vq_std。处于标准状态的MG 80定义为具有预定标准温度范围的MG 80。上述d轴标准电压Vd_std和q轴标准电压Vq_std可由以下等式(10.1)表示：
Vd_std＝-ω×λq+R×Id
Vqstd＝ω×λd+R×Iq (10.1)
其中：
R表示绕组电阻；
λd表示基于d轴电流Id的d轴磁链；
λq表示基于q轴电流Iq的q轴磁链。
注意，上述参数Rm、λd和λq是MG 80的一些机器常数参数。
标准电压Vd_std、Vq_std不必设定为恒定值，并且可根据每个绕组电阻的温度特性、每个d轴电感和q轴电感以及永磁单元80a2，基于MG 80的预定部分的温度可变地设定。标准电压计算器37可构造成：当MG 80在不发生不可逆减磁的情况下动作时，学习MG 80的每个动作点处和/或在MG 80的每个温度处的对应的标准电压Vd_std、Vq_std的值。也就是说，标准电压计算器37可构造成学习和存储：
(1)在MG 80的每个动作点处的标准电压Vd_std的值；
(2)在MG 80的每个温度处的标准电压Vd_std的值；
(3)在MG 80的每个动作点处的标准电压Vq_std的值；
(4)在MG 80的每个温度处的标准电压Vq_std的值。
之后，标准电压计算器37可构造成：将标准电压Vd_std、Vq_std中的每一个单独设定为标准电压Vd_std的学习值和标准电压Vq_std的学习值中的对应的一个，这些对应的标准电压Vd_std、Vq_std的学习值与MG 80的当前动作点及温度匹配。
图14是示意地示出在磁通变动估算器30中如何实现标准电压计算器37的一示例的框图。
标准电压计算器37包括磁链映射371和标准电压计算器372。磁链映射371设计成例如以下的函数，该函数基于作为其自变量的d轴电流Id和q轴电流Iq，计算出d轴磁链λd和q轴磁链λq。若d轴指令电流Id*和q轴指令电流Iq*接近对应的d轴电流Id和q轴电流Iq，则d轴指令电流Id*和q轴指令电流Iq*可代替d轴电流Id和q轴电流Iq，作为其自变量输入到标准电压计算器37。
磁链映射371可包括由以下等式(10.2)表示的函数，并且可构造成基于d轴电感Ld和q轴电感Lq以及永磁单元80a2的磁通φ，根据公式(10.2)计算出d轴磁链λd和q轴磁链λq：
λd＝Ld×7d+φ
λq＝Lq×Iq(10.2)
标准电压计算器372接收d轴电流Id和q轴电流Iq、电角速度ω、d轴磁链λd和q轴磁链λq以及绕组电阻R。之后，标准电压计算器372根据上述等式(11)计算出d轴标准电压Vd_std和q轴标准电压Vq_std。
估算值计算器38构造成根据上述等式(6)计算出磁通变动估算值Δφest。以下，参照图15和图16描述磁通变动估算值Δφest的计算。
如图15和图16共同所示，d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*分别被校正为d-q坐标系中的校正后的d轴指令电压Vd**和校正后的q轴指令电压Vq**。当将d-q坐标系的原点与d-q坐标系中的d轴指令电压和q轴指令电压的坐标点(Vd*，Vq*)连接的直线被定义为实际电压估算线时，实际电压估计线的斜率由校正后的q轴指令电压Vq**与校正后的d轴指令电压Vd**的比率表示。换言之，当指令电压向量(Vd**，Vq**)的相位由Vθ表示时，比率可由(1/tanθ)表示。
也就是说，q轴实际电压估算值[Vq]表示实际电压估算线上的、与d轴标准电压Vd_std对应的值，从而基于q轴标准电压Vq_std与q轴实际电压估算值[Vq]的q轴电压偏差ΔVq，根据等式(4.2)计算出磁通变动估算值Δφest。这些均由等式(6)共同表示。
图15示出q轴实际电压估算值[Vq]小于q轴标准电压Vq_std，使得q轴电压偏差ΔVq变为负值，从而导致磁通变动估算值Δφest变为负值的示例。这示出永磁单元80a2在低温下的减磁。
在基于校正后的q轴指令电压Vq**而不使用校正后的d轴指令电压Vd**来计算磁通估算值的q轴电压计算方法中，基于q轴标准电压Vq_std与校正后的q轴指令电压Vq**的q轴电压偏差ΔVqz计算出磁通变动估算值Δφest。然而，q轴电压计算方法并未考虑校正后的d轴指令电压Vd**与实际d轴电压之间的d轴电压误差。
相反，本公开的示例性实施例，其基于校正后的q轴指令电压Vq**和校正后的d轴指令电压Vd**来计算磁通变动估算值Δφest，使得与q轴电压计算方法相比，能够减小由粗白色箭头表示的估算值误差(见图15)。
图16示出q轴实际电压估算值[Vq]大于q轴标准电压Vq_std，使得q轴电压偏差ΔVq变为正值，从而导致磁通变动估算值Δφest变为正值的示例。这示出例如永磁单元80a2在低温下的增磁。严格来说，q轴实际电压估算值[Vq]与真实q轴电压之间可能存在偏差，该偏差同q轴实际电压估算值[Vq]与q轴标准电压Vq_std之间的大小关系无关。为此，图15和图16示出q轴实际电压估计[Vq]与真实的实际q轴电压彼此相同时，q轴实际电压估算值[Vq]与q轴标准电压Vq_std之间的偏差。
注意，在等式(6)中，可存在分母Vd**或分母ω可能变为接近零的值。例如，校正后的d轴指令电压Vd**在MG 80的低转速或低输出扭矩时变得接近零，并且电角速度ω在MG80的低转速下变得接近零。若确定校正后的d轴指令电压Vd**或电角速度ω变得接近零，则估算值计算器38可构造成停止计算磁通变动估算值Δφest，从而防止计算结果发散。
如上所述，根据示例性实施例的磁通变动估算器30构造成：使指令电压校正器31校正d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*，从而减小d轴指令电压Vd*与d轴实际电压之间的d轴电压误差Vd_err以及减小q轴指令电压Vq*与q轴实际电压之间的q轴电压误差Vq_err。这使得能够以更高的精度估算q轴实际电压，而不使用由电压传感器测量的q轴电压测量值。
根据示例性实施例的磁通变动估算器30还构造成：使得估算值计算器38使用校正后的d轴指令电压Vd**和校正后的q轴指令电压Vq**，以高精度计算磁通变动估算值Δφest，而受传感器测量值变动和机器常数参数变动的影响很小。
以下描述示例性实施例的其它实施例或变型。
指令电压校正器31包括空载时间校正器32和电压降校正器36，但可仅包括空载时间校正器32和电压降校正器36中的一个。指令电压校正器31可构造成：校正由于除了空载时间和每个开关元件33-38两端的DC电压降之外的其它因素引起的其它电压误差。
由于用于磁通估算的电流传感器70和旋转角度传感器85中的每一个都具有响应延迟，因此，MG控制装置20可构造成：根据电流传感器70的响应延迟来调整来自电流传感器70的至少两相电流的采样时刻；和/或根据电流传感器70的响应延迟来校正采样到的至少两相电流。这获得了三相电流尽可能精确的值，从而减小由于电流传感器70的响应延迟引起的磁通估算值的误差。
类似地，MG控制装置20可构造成：根据旋转角度传感器85的响应延迟来调整来自旋转角度传感器85的电角度θ的采样时刻；和/或根据旋转角度传感器85的响应延迟来校正采样到的电角度θ。这获得了电角度θ尽可能精确的值，从而减小由于旋转角度传感器85的响应延迟引起的磁通估算值的误差。
由于每个传感器的响应延迟可能具有温度特性，因此，MG控制装置20可构造成根据其温度特性可变地校正各个传感器70、85的测量值。在例如日本专利申请公布第H09-308300号中公开了如何校正电流传感器70的响应延迟下的电流传感器70的测量值，并且在例如日本专利公报第3676435号中公开了如何校正旋转角度传感器85的响应延迟下的旋转角度传感器85的测量值。
由于每个开关元件63至68具有断开延迟时间、即下降延迟时间，因此，施加到MG80的实际dq电压矢量的相位会相对于指令dq电压矢量延迟(见图17)。为了解决这种相位延迟，磁通变动估算器30可构造成：根据断开延迟时间[秒]与电角速度[度/秒]的乘积来校正指令电压Vd*、Vq*的相位，从而减小由于相位延迟引起的磁通估算值的误差。
特别地，矩形调制模式构造成：对于MG 80的对应于360电角度的每个电周期，每个相位接通一次每个上臂开关和下臂开关。
为此，难以执行上述三相调制模式中使用的空载时间时间校正。
在矩形调制模式中，磁通变动估算器30因此可构造成：校正施加到MG 80的实际电压，以消除施加到MG 80的实际电压相对于对应的指令电压延迟一段断开延迟时间的延迟。每个开关元件的断开延迟时间具有开关元件的温度特性和流过开关元件的电流的依赖度。为此，磁通变动估算器30可构造成：根据每个开关元件的温度和/或流过每个开关元件的电流来调整施加到MG 80的实际电压的校正值。
根据示例性实施例的估算值计算器38计算出相对于标准磁通的磁通变动估算值，但可构造成：基于值(Ld×Id)来计算标准电压的q轴分量，该值(Ld×Id)是通过从d轴磁链λd减去处于标准状态的MG 80的永磁单元80a2的磁通φ而获得的(见等式(10.2)和等式(4.1))。这使得能够计算出永磁单元80a2的磁通的绝对值。
根据本公开的控制装置不限于应用于混合动力车辆或电动车辆的MG，而可应用于各种领域中的各种永磁AC旋转电机。根据本公开的控制设备可应用于多相、例如两相、四相或更多相的AC旋转电机。
虽然本文已描述了本公开的说明性实施例，但本公开并不限于本文所描述的实施例，而是包括本领域技术人员基于本公开内容将领会到的、具有变型、省略、(例如，跨越不同实施例的方面的)组合、添加和/或替换。权利要求书中的限制基于权利要求书中所采用的语言被宽泛地理解，而不限于本说明书中或者在本申请的审查期间描述的实例，这些实例被理解为非排他性的。

Claims (10)

1.一种控制装置，用于包括永磁单元的交流的旋转电机，所述控制装置包括：
指令电压计算器，所述指令电压计算器构造成基于所述旋转电机的请求扭矩来计算d轴指令电压和q轴指令电压；
电力转换器，所述电力转换器构造成基于所述d轴指令电压和所述q轴指令电压将输入所述电力转换器的输入电力转换为交流电力，并将所述交流电力供给至所述旋转电机；以及
磁通变动估算器，所述磁通变动估算器构造成估算所述永磁单元相对于标准磁通的磁通变动，所述标准磁通被定义为当所述旋转电机处于预定标准状态时所述永磁单元的磁通，
所述磁通变动估算器包括：
指令电压校正器，所述指令电压校正器构造成校正所述d轴指令电压和所述q轴指令电压，以减小每个所述d轴指令电压及所述q轴指令电压与待施加到所述旋转电机的对应的实际电压之间的偏差，从而输出校正后的d轴指令电压和校正后的q轴指令电压；
标准电压计算器，所述标准电压计算器构造成基于所述旋转电机的电角速度和在所述旋转电机中流动的电流，来计算当所述旋转电机处于所述预定标准状态时待施加到所述旋转电机的d轴标准电压和q轴标准电压；以及
估算器，所述估算器构造成根据所述校正后的d轴指令电压、所述校正后的q轴指令电压和所述q轴标准电压来估算所述磁通变动。
2.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，
所述估算器构造成：
将所述d轴标准电压乘以所述校正后的q轴指令电压与所述校正后的d轴指令电压的比率，从而计算出q轴实际电压估算值；并且
根据所述q轴实际电压估计值与所述q轴标准电压之间的偏差来估算所述磁通变动。
3.如权利要求2所述的控制装置，其特征在于，
所述电力转换器包括用于对应多个相的多个成对的上臂开关元件和下臂开关元件，所述多个成对的上臂开关元件和下臂开关元件以桥接构造连接，所述电力转换器执行各个成对的上臂开关元件和下臂开关元件的接通断开开关动作，使得每个相的上臂开关元件和下臂开关元件在空载时间期间同时断开，
所述指令电压校正器包括：
空载时间校正器，所述空载时间校正器构造成校正由于所述空载时间而引起的、所述d轴指令电压及所述q轴指令电压中的每一个与所述实际电压中的相应一个之间的空载时间电压误差。
4.如权利要求3所述的控制装置，其特征在于，
所述空载时间校正器构造成：
计算每个所述d轴指令电压和所述q轴指令电压的空载时间校正值，以校正所述空载时间电压误差；并且
根据在所述旋转电机中流动的电流的振幅的变化以及所述请求扭矩的变化中的至少一个，来改变每个所述d轴指令电压和所述q轴指令电压的所述空载时间校正值。
5.如权利要求3或4所述的控制装置，其特征在于，
所述空载时间校正器构造成：
计算每个所述d轴指令电压和所述q轴指令电压的空载时间校正值，以校正所述空载时间电压误差；并且
根据所述电力转换器的温度的变化，来改变每个所述d轴指令电压和所述q轴指令电压的所述空载时间校正值。
6.如权利要求3至5中任一项所述的控制装置，其特征在于，
在所选择的一个预定调制模式中调制所述电力转换器，从而根据所选择的一个预定调制模式来执行对应成对的上臂开关元件和下臂开关元件的接通断开开关动作，
所述空载时间校正器构造成：
计算每个所述d轴指令电压和所述q轴指令电压的空载时间校正值，以校正所述空载时间电压误差；并且
根据所选择的一个预定调制模式，来改变每个所述d轴指令电压和所述q轴指令电压的所述空载时间校正值。
7.如权利要求2至6中任一项所述的控制装置，其特征在于，
所述电力转换器包括至少一个开关元件，所述电力转换器执行至少一个开关元件的接通断开开关动作，从而将输入电力转换为交流电力，
所述指令电压校正器包括：
电压降校正器，所述电压降校正器构造成校正由于至少一个开关元件两端的直流电压降而引起的所述d轴指令电压及所述q轴指令电压中的每一个与所述实际电压中的相应一个之间的电压降误差。
8.如权利要求7所述的控制装置，其特征在于，
所述电压降校正器构造成：
计算每个所述d轴指令电压和所述q轴指令电压的电压降校正值，以校正所述电压降误差；并且
根据所述电力转换器的温度的变化，来改变每个所述d轴指令电压和所述q轴指令电压的所述电压降校正值。
9.一种控制装置，用于包括永磁单元的交流的旋转电机，所述控制装置包括：
储存器；以及
能与所述储存器通信的处理器，
所述处理器构造成：
基于所述旋转电机的请求扭矩来计算d轴指令电压和q轴指令电压；
基于所述d轴指令电压和所述q轴指令电压将输入所述处理器的输入电力转换为交流电力，从而将所述交流电力供给至所述旋转电机；
估算所述永磁单元相对于标准磁通的磁通变动，所述标准磁通被定义为当所述旋转电机处于预定标准状态时所述永磁单元的磁通，
所述处理器构造成：
校正所述d轴指令电压和所述q轴指令电压，以减小每个所述d轴指令电压及所述q轴指令电压与待施加到所述旋转电机的相应的实际电压之间的偏差，从而输出校正后的d轴指令电压和校正后的q轴指令电压；
基于所述旋转电机的电角速度和在所述旋转电机中流动的电流，来计算当所述旋转电机处于所述预定标准状态时待施加到所述旋转电机的d轴标准电压和q轴标准电压；以及
根据所述校正后的d轴指令电压、所述校正后的q轴指令电压和q轴标准电压，估算所述永磁单元相对于标准磁通的磁通变动。
10.如权利要求9所述的控制装置，其特征在于，
所述处理器构造成：
将所述d轴标准电压乘以所述校正后的q轴指令电压与所述校正后的d轴指令电压的比率，从而计算出q轴实际电压估算值；并且
根据所述q轴实际电压估计值与所述q轴标准电压之间的偏差来估算所述磁通变动。
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