JP2014155333A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電動機の回転数が小さい低回転域においても安定して駆動可能な交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】制御部１５では、電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*、および、フィードバックされる１相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅから算出される電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔに基づき、第１の電圧指令値ｖｄ^*＿１、ｖｑ^*＿１を演算する。また、電動機の理論式を用い、電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*に基づいて演算される電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆ、ｖｑ＿ｒｅｆを補正し、第２の電圧指令値ｖｄ^*＿２、ｖｑ^*＿２を演算する。回転数Ｎが判定閾値Ａ以下である場合、第１の電圧指令値ｖｄ^*＿１、ｖｑ^*＿１に基づく第１の制御モードに替えて、第２の電圧指令値ｖｄ^*＿２、ｖｑ^*＿２に基づく第２の制御モードとする。これにより、低回転域において、始動から駆動、停止までを安定して制御することができる。
【選択図】 図３

Description

本発明は、交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置において、相電流を検出する電流センサを１相に設けることで、電流センサの数を減らし、インバータの３相出力端子近傍の小型化や交流電動機の制御系統のコスト低減を図る技術が知られている（例えば特許文献１参照）。

特開２００８−８６１３９号公報

特許文献１では、１相の電流センサ値に加え、他相はｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と電気角とで逆ｄｑ変換することにより得られる３相交流電流指令値を電流推定値として用いることにより１相制御としている。ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を逆ｄｑ変換した３相交流電流指令値は、実際の交流電動機の電流を正確に反映した情報とはならず、制御が不安定になる虞がある。特に、交流電動機の回転数が小さい場合、サンプリング間隔あたりの電流センサ値の電流変化量や回転角移動量が小さくなるため、実機情報が更に乏しくなり、制御がより不安定となる虞がある。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、交流電動機の回転数が小さい低回転域においても安定して駆動可能な交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明の交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される３相の交流電動機の駆動を制御するものであって、電流取得手段と、回転角取得手段と、電流推定手段と、第１の電圧指令値演算手段と、電圧指令基準値演算手段と、第２の電圧指令値演算手段と、制御モード切替手段と、回転数演算手段と、を備える。

電流取得手段は、交流電動機のいずれか１相であるセンサ相に設けられる電流センサから電流検出値を取得する。回転角取得手段は、交流電動機の回転角を検出する回転角センサから回転角検出値を取得する。
電流推定手段は、電流検出値および回転角検出値に基づき、電流推定値を演算する。なお、電流検出値および回転角検出値に加え、例えば電流指令値に基づいて電流推定値を演算してもよい。第１の電圧指令値演算手段は、交流電動機の駆動に係る電流指令値、および、フィードバックされる電流推定値に基づき、第１の電圧指令値を演算する。

電圧指令基準値演算手段は、電動機の理論式を用い、電流指令値に基づき、電圧指令基準値を演算する。第２の電圧指令値演算手段は、電圧指令基準値を補正し、第２の電圧指令値を演算する。
制御モード切替手段は、第１の電圧指令値に基づいてインバータの駆動に係る駆動信号を生成する第１の制御モードと、第２の電圧指令値に基づいて駆動信号を生成する第２の制御モードと、を切り替える。
回転数演算手段は、回転角検出値に基づき、交流電動機の回転数を演算する。
本発明では、制御モード切替手段は、回転数が所定の判定閾値より大きい場合、第１の制御モードとし、回転数が判定閾値以下である場合、第２の制御モードとする。

１相の電流検出値を用いて推定される電流推定値をフィードバックして交流電動機の駆動を制御する１相制御とする場合、交流電動機の回転数が小さい低回転域では、サンプリング間隔あたりの電流検出値の電流変化量や回転角移動量が小さくなり、制御が不安定になる虞がある。
そのため本発明では、交流電動機の回転数が判定閾値以下である低回転域において、１相制御に替えて、電動機の理論式（例えば電圧方程式）を用い、電流指令値に基づいて電圧指令基準値を演算している。ただし、交流電動機や交流電動機の制御装置等に関する物理的な要因等により、電動機の理論式から算出される理論上の電圧指令基準値と、指令通りのトルクが得られる交流電動機の実際の駆動に係る電圧指令値とが乖離することがある。特に交流電動機の始動時や停止時等の低回転域において単に電動機の理論式から演算される電圧指令基準値に基づいて交流電動機の駆動を制御すると、印加電圧が適切ではない可能性があるため、交流電動機を安定して駆動できない虞がある。

そこで本発明では、電圧指令基準値を補正して第２の電圧指令値を演算し、低回転域においては、第２の電圧指令値に基づく第２の制御モードにて交流電動機の駆動を制御している。これにより、低回転域において、始動から駆動、停止までを安定して制御することができる。

本発明の第１実施形態の交流電動機駆動システムの構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態の電動機制御装置の構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態の制御部の構成を示すブロック図である。 高回転域における交流電動機の挙動を説明するタイムチャートである。 中回転域における交流電動機の挙動を説明するタイムチャートである。 低回転域における交流電動機の挙動を説明するタイムチャートである。 交流電動機の回転数が０［ｒｐｍ］のときに電圧指令基準値に基づいて制御した場合の交流電動機の挙動を説明するタイムチャートである。 交流電動機の回転数が０［ｒｐｍ］のときに２相制御した場合の交流電動機の挙動を説明するタイムチャートである。 本発明の第１実施形態によるデッドタイム補正を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による振幅補正を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１実施形態によるＦＦ制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１実施形態によるＦＦ制御処理を行った場合の交流電動機の挙動を説明するタイムチャートである。 本発明の第１実施形態によるＦＦ制御処理を行った場合の交流電動機の挙動を説明するタイムチャートである。 本発明の第２実施形態の制御部の構成を説明するブロック図である。 本発明の第２実施形態によるデッドタイム補正を説明する説明図である。

以下、本発明による交流電動機の制御装置を図面に基づいて説明する。なお、以下、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明の第１実施形態による交流電動機２の制御装置としての電動機制御装置１０は、電動車両を駆動する電動機駆動システム１に適用される。

電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、および、電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、永久磁石式同期型の三相交流電動機である。
電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えるハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、および、エンジン３や駆動輪６から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。

交流電動機２は、例えば変速機等のギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動により生じるトルクは、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１２（図２参照）と接続され、インバータ１２を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている。

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、および、シフトスイッチからのシフト信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。また、車両制御回路９では、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。また、車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１２および制御部１５を備える。
インバータ１２には、交流電動機２の駆動状態や車両要求等に応じて、直流電源８の直流電圧を図示しない昇圧コンバータにより昇圧したインバータ入力電圧ＶＨが印加される。また、インバータ１２は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。詳細には、スイッチング素子は、高電位側に設けられる上側スイッチング素子（以下、「上ＳＷ」という。）、および、低電位側に設けられる下側スイッチング素子（以下、「下ＳＷ」という。）からなる。直列に接続される上ＳＷおよび下ＳＷは、交流電動機２の各相に対応して設けられる。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子は、制御部１５のＰＷＭ信号生成部２８（図３参照）から出力されるＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてオン／オフが制御される。これにより、インバータ１２は、交流電動機２に印加される３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを制御する。交流電動機２は、インバータ１２により生成された３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが印加されることにより駆動が制御される。

本実施形態では、上ＳＷがオンであり下ＳＷがオフである状態から上ＳＷがオフであり下ＳＷがオンである状態、または、上ＳＷがオフであり下側スイッチング素子がオンである状態から上ＳＷがオンであり下ＳＷがオフである状態への切り替えに際し、上ＳＷおよび下ＳＷが同時にオンとなることによる上下短絡を防ぐために、上ＳＷおよび下ＳＷの両方がオフとなるデッドタイム期間Ｔｄｔが設定されている。デッドタイム期間Ｔｄｔは、スイッチング素子設計によって予め設定されるものである。設定されたデッドタイム期間Ｔｄｔは、制御部１５の図示しない記憶部に格納されている。

電流センサ１３は、交流電動機２のいずれか１相に設けられる。本実施形態では、電流センサ１３は、Ｗ相に設けられており、以下、電流センサ１３の設けられるＷ相を「センサ相」という。電流センサ１３は、センサ相であるＷ相に通電されるＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを検出し、制御部１５に出力する。制御部１５では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得する。なお、本実施形態では、電流センサ１３はＷ相に設けられているが、どの相に設けてもよい。以下、本実施形態では、センサ相をＷ相とする構成について説明する。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θｅを検出し、制御部１５に出力する。制御部１５では、電気角θｅを取得する。本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバである。その他、回転角センサ１４は、ロータリエンコーダ等、他種のセンサでもよい。

ここで、交流電動機２の駆動制御について説明する。電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θｅに基づく交流電動機２のロータの回転数Ｎ（以下適宜、単に「交流電動機２の回転数Ｎ」という。）および車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、または、「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数Ｎおよびトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数Ｎ＞０（正転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。

一方、回転数Ｎ＞０（正転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

次に、制御部１５の詳細について、図３に基づいて説明する。図３に示すように、制御部１５は、回転数演算部１６、電流指令値演算部２１、電圧指令基準値演算部２２、電圧指令基準値補正部２３、電流推定部２４、電圧指令値演算部２５、切替判定部２６、３相電圧指令値演算部２７、ＰＷＭ信号生成部２８、３相電流指令値演算部３１、デッドタイム補正値演算部３２、および、振幅補正係数演算部４０等を有する。

回転数演算部１６は、電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数Ｎを演算する。
電流指令値演算部２１は、車両制御回路９から取得されるトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、交流電動機２の回転座標として設定される回転座標系（ｄ−ｑ座標系）におけるｄ軸電流指令値ｉｄ^*、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*を演算する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、予め記憶されているマップを参照することにより演算されるが、数式等から演算するように構成してもよい。

電圧指令基準値演算部２２では、電動機の理論式である電圧方程式を用い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを演算する。ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆは、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*から直接的に演算されるものであり、フィードフォワード（以下、「ＦＦ」という。）項であると捉えることもできる。

電圧指令基準値補正部２３では、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正し、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算する。
電圧指令基準値演算部２２におけるｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆの演算方法、および、電圧指令基準値補正部２３における第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２の演算方法の詳細については、後述する。

電流推定部２４では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。本実施形態では、電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。具体的には、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の逆ｄｑ変換により算出されるＵ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*を、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔおよびＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔとする。そして、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ、および、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓのｄｑ変換によりｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。

ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの演算方法は、これに限らず、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づいて算出されていれば、どのようであってもよい。また、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔおよびＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔは、どのように演算してもよいし、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの演算に不要であれば、演算しなくてもよい。

電圧指令値演算部２５では、電流推定部２４からフィードバックされたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との差であるｄ軸電流偏差Δｉｄを演算し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔをｄ軸電流指令値ｉｄ^*に追従させるべく、ｄ軸電流偏差Δｉｄが０［Ａ］に収束するように、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１をＰＩ演算により演算する。また、電流推定部２４からフィードバックされたｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとｑ軸電流指令値ｉｑ^*との差であるｑ軸電流偏差Δｉｑを演算し、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｑ軸電流指令値ｉｑ^*に追従させるべく、ｑ軸電流偏差Δｉｑが０［Ａ］に収束するように、第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１をＰＩ演算により演算する。

切替判定部２６では、インバータ１２の駆動に係る駆動信号（後述のＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬ）の演算に用いるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を選択するか、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を選択するか、を切り替える。本実施形態では、回転数Ｎが所定の判定閾値Ａより大きい場合、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を選択する。また、回転数Ｎが判定閾値Ａ以下の場合、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を選択する。

以下、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１に基づいてインバータ１２の駆動に係る駆動信号を生成し、交流電動機２の駆動を制御することを「推定電流フィードバック制御（以下、フィードバックを適宜「ＦＢ」と記載する。）」という。推定電流ＦＢ制御は、１相の電流検出値（本実施形態ではＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ）を用いた１相制御と捉えることもできる。また、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２に基づいてインバータ１２の駆動に係る駆動信号を生成し、交流電動機２の駆動を制御することを「ＦＦ電圧指令制御（以下適宜、「ＦＦ制御」という。）」という。本実施形態では、「推定電流ＦＢ制御モード」が「第１の制御モード」に対応し、「ＦＦ電圧指令制御（ＦＦ制御）モード」が「第２の制御モード」に対応する。なお、本実施形態では、電流センサが１相に設けられていることを鑑みれば、「推定電流ＦＢ制御」および「ＦＦ制御」を広義の１相制御と捉えることもできる。

本実施形態では、回転数Ｎに基づき、推定電流ＦＢ制御とＦＦ制御とを切り替えている、すなわち回転数Ｎに基づいて制御モードを切り替えている、と捉えることもできる。詳細には、回転数Ｎが判定閾値Ａより大きい場合、推定電流ＦＢ制御モードとし、回転数Ｎが判定閾値Ａ以下である場合、ＦＦ制御モードとしている、ということである。

３相電圧指令値演算部２７では、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づく逆ｄｑ変換により、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、および、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^*に変換する。
ＰＷＭ信号生成部２８では、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切り替えに係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを、３相交流の電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*、および、インバータ１２に印加される電圧であるインバータ入力電圧ＶＨに基づいて演算する。

そして、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。なお、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが「印加電圧」に対応する。

３相電流指令値演算部３１では、電気角θｅに基づく逆ｄｑ変換により、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*、および、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*に変換する。以下適宜、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*、および、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*を、「３相電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*、ｉｗ^*」という。
デッドタイム補正値演算部３２では、デッドタイム期間Ｔｄｔにおいて上ＳＷおよび下ＳＷがオフになることに伴う電圧誤差に相当するｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔを演算する。
振幅補正係数演算部４０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよびＷ相電流指令値ｉｗ^*に基づき、振幅補正係数Ｋａを算出する。
ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔ、ｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔ、および、振幅補正係数Ｋａの詳細については後述する。

ここで、推定電流ＦＢ制御について、図４〜図６に基づいて説明する。図４は高回転域、図５は中回転域、図６は低回転域の例である。ここでいう「高回転、中回転、低回転」は、相対的な意味でのみ用い、具体的な回転数を意味しない。すなわち、図４での回転数をＮ１、図５での回転数をＮ２、図６での回転数をＮ３とすると、単にＮ１≧Ｎ２≧Ｎ３である、ということである。また、図４〜図６において、サンプリング間隔Ｔｓは、同じであるものとする。図４〜図６においては、（ａ）がｄ軸電流、（ｂ）がｑ軸電流、（ｃ）が電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗとサンプリング間隔Ｔｓとの関係を説明する図である。また、（ａ）、（ｂ）において、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑを実線で示し、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を破線で示した。さらにまた、（ａ）、（ｂ）において、時間Ｔｃよりも前段は、２相に電流センサを設け、２相の電流検出値に基づく２相制御を行った場合を示し、時間Ｔｃにて１相の電流検出値（本実施形態ではＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ）に基づく推定電流ＦＢ制御に切り替えた場合を示している。

図４（ａ）、（ｂ）に示すように、回転数Ｎが高回転域にて２相制御から推定電流ＦＢ制御に切り替えた場合、推定電流ＦＢ制御におけるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑは、２相制御におけるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑと変動幅に大きな差はない。
これは、図４（ｃ）に示すように、サンプリング間隔Ｔｓが回転数Ｎによらず同じである場合、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗが比較的大きな値となっており、推定電流ＦＢ制御においても実機情報を反映させやすいためである。

一方、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、回転数Ｎが中回転域にて２相制御から推定電流ＦＢ制御に切り替えた場合、推定電流ＦＢ制御におけるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑは、２相制御におけるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑよりも変動幅が大きく、制御が不安定になる。
これは、図５（ｃ）に示すように、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗが、回転数Ｎが高回転域のときよりも減少し、実機情報が乏しくなることに起因する。

さらに、図６（ａ）、（ｂ）に示すように、低回転域にて２相制御から推定電流ＦＢ制御に切り替えた場合、推定電流ＦＢ制御におけるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑは、回転数Ｎが中回転域の場合よりもさらに変動幅が大きく、制御がさらに不安定になる。
図６（ｃ）に示すように、回転数Ｎが小さい場合、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗが０［Ａ］に近くなる。本実施形態では、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔとしてＵ相電流指令値ｉｕ^*、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔとしてＶ相電流指令値ｉｖ^*を用いているため、指令に対して変化する値である電流変化量Δｉｗが略０［Ａ］となると、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがほとんど変化しなくなるためである。

このように、回転数Ｎが低回転域である場合、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗが小さくなる。換言すると、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに反映される実機情報が乏しくなる、ということである。そのため、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が低下するため、低回転域にて推定電流ＦＢ制御とすると、交流電動機２を安定して駆動できない虞がある。

そこで本実施形態では、回転数Ｎが所定の判定閾値Ａ以下の場合、推定電流ＦＢ制御に替えて、ＦＦ項を補正した第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２に基づくＦＦ制御を行っている。

電圧指令基準値演算部２２にて演算されるｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆについて説明する。
まず、電動機の電圧方程式は、一般に式（１．１）、（１．２）で表される。
ｖｄ＝Ｒａ×ｉｄ＋Ｌｄ×（ｄ／ｄｔ）ｉｄ−ω×Ｌｑ×ｉｑ ・・・（１．１）
ｖｑ＝Ｒａ×ｉｑ＋Ｌｑ×（ｄ／ｄｔ）ｉｑ＋ω×Ｌｄ×ｉｄ＋ω×ψ
・・・（１．２）

また、過渡特性を表す時間微分（ｄ／ｄｔ）項を無視し、式（１．１）中のｖｄとしてｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆ、ｉｄとしてｄ軸電圧指令値ｉｄ^*を用い、式（１．２）中の、ｖｑとしてｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆ、ｉｑとしてｑ軸電圧指令値ｉｑ^*を用いると、式（１．１）、（１．２）は、式（２．１）、（２．２）のように書き換えられる。
ｖｄ＿ｒｅｆ＝Ｒａ×ｉｄ^*−ω×Ｌｑ×ｉｑ^* ・・・（２．１）
ｖｑ＿ｒｅｆ＝Ｒａ×ｉｑ^*＋ω×Ｌｄ×ｉｄ^*＋ω×ψ ・・・（２．２）

式中の記号は以下の通りである。
Ｒａ：電機子抵抗
Ｌｄ：ｄ軸自己インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸自己インダクタンス
ω：電気角速度
ψ：永久磁石の電機子鎖交磁束

なお、交流電動機２の機器定数である電機子抵抗Ｒａ、ｄ軸自己インダクタンスＬｄ、ｑ軸自己インダクタンスＬｑ、および電機子鎖交磁束ψは、固定値としてもよいし、計算にて算出してもよい。また、実際の特性に近い値や実測値をマップ化しておき、トルク指令値ｔｒｑ^*（またはｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*）に基づいて演算してもよい。
電気角速度ωは、電圧指令基準値演算部２２にて、電気角θｅに基づいて演算される。また、電気角速度ωは、回転数Ｎから演算してもよい。

ここで、回転数Ｎが０［ｒｐｍ］の場合、電気角速度ωも０［ｒａｄ／ｓ］となるので、式（２．１）、（２．２）のω項がゼロとなり、電圧指令基準値演算部２２にて演算されるｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆは、式（３）、（４）に示すように、抵抗項が残る。
ｖｄ＿ｒｅｆ＝Ｒａ×ｉｄ^* ・・・（３）
ｖｑ＿ｒｅｆ＝Ｒａ×ｉｑ^* ・・・（４）

式（３）、（４）に示すように、回転数Ｎが０［ｒｐｍ］の場合、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆは、電機子抵抗Ｒａに基づく値であって、電機子抵抗Ｒａの値および電流指令値によっては小さい値となる。また、交流電動機２や電動機制御装置１０等に関する物理的な要因等により、電圧方程式から算出される理論上の電圧指令基準値と、指令通りのトルクが得られる交流電動機２の実際の駆動に係る電圧指令値とが乖離することがある。そのため、電圧方程式から算出されるｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆに基づいて交流電動機２を制御した場合、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、交流電動機２に通電されるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが略０［Ａ］となり、交流電動機２を実際に駆動するのに必要なトルクが発生しないため、交流電動機２を始動することができない。

なお、回転数Ｎが０［ｒｐｍ］において、電流センサを２相に設け、２相の電流検出値に基づいてフィードバック制御（２相制御）した場合、図８に示すように、絶対値としてｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆよりも大きいｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づく電圧が印加され、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に相当するｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが通電されている。

なお、図７および図８においては、（ａ）がｄ軸電流、（ｂ）がｑ軸電流、（ｃ）がｄ軸電圧、（ｄ）がｑ軸電圧を示している。また、（ａ）、（ｂ）においては、実線がｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑ、破線がｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を示している。また、（ｃ）、（ｄ）においては、破線が２相制御した場合に演算されるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*、１点鎖線がｄ軸電圧指令値ｖｄ^*の平均値ｖｄ＿ｍｅａｎおよびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の平均値ｖｑ＿ｍｅａｎ、２点鎖線がｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを示している。図７において、（ｃ）、（ｄ）は、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを明確にするために、図８よりも縦軸方向に拡大した状態にて示している。

ここで、回転数Ｎが０［ｒｐｍ］において、２相制御にて印加されるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*について、電圧方程式に当てはめると、以下の式（５）、（６）のように表される。
ｖｄ^*＝Ｒａ×ｉｄ^*＋ｖｄ＿ｃｍｐ ・・・（５）
ｖｑ^*＝Ｒａ×ｉｑ^*＋ｖｑ＿ｃｍｐ ・・・（６）

すなわち、２相制御では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に相当する電流が通電されるまで、フィードバック制御により電圧指令値を高めていく。そのため、ｄ軸電圧指令補正値ｖｄ＿ｃｍｐおよびｑ軸電圧指令補正値ｖｑ＿ｃｍｐがフィードバック制御により作り出されている、とみなすことができる。このｄ軸電圧指令補正値ｖｄ＿ｃｍｐおよびｑ軸電圧指令補正値ｖｑ＿ｃｍｐは、電圧方程式から算出される理論上の電圧指令基準値と、指令通りのトルクが得られる交流電動機２の実際の駆動に係る電圧指令値との差分に相当するとみなせる。

ところで、本実施形態では、インバータ１２の上ＳＷおよび下ＳＷが同時オンになる上下短絡を防ぐべく、上ＳＷおよび下ＳＷがオフとなるデッドタイム期間Ｔｄｔが設定されている。デッドタイム期間Ｔｄｔを設けることにより、実際に交流電動機２に印加される電圧は、理論値とは異なる値となる場合がある。このようなデッドタイム期間Ｔｄｔに起因する理論値と実値との差による電圧誤差の影響は、低回転、低トルク域ほど大きい。

そこで本実施形態では、上記式（５）、（６）のｄ軸電圧指令補正値ｖｄ＿ｃｍｐおよびｑ軸電圧指令補正値ｖｑ＿ｃｍｐをデッドタイム期間Ｔｄｔによる電圧誤差によるとみなし、デッドタイム補正値演算部３２にてｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔを算出し、電圧指令基準値補正部２３にてｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正している。

ここで、図９に基づき、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔの演算について説明する。
図９（ａ）は、Ｕ相に対応する上ＳＷおよび下ＳＷのオン／オフの切り替えを示している。図９（ａ）に示すように、上ＳＷがオンであり下ＳＷがオフである状態から、上ＳＷがオフであり下ＳＷがオンである状態への切り替えに際し、上ＳＷおよび下ＳＷの両方がオンになることによる上下短絡を防ぐために、上ＳＷおよび下ＳＷの両方がオフとなるデッドタイム期間Ｔｄｔが設けられている。デッドタイム期間Ｔｄｔは、スイッチング素子設計により、予め所定の値に設定されている。なお、下ＳＷがオンであり上ＳＷがオフである状態から、下ＳＷがオフであり上ＳＷがオンである状態への切り替え、および、Ｕ相以外のＶ相、Ｗ相についても同様である。

各相のデッドタイム補正量ｖｕ＿ｄｔａ、ｖｗ＿ｄｔａ、ｖｖ＿ｄｔａは、以下の式（７）のように表される。式中のｆｃは、ＰＷＭ信号生成に用いる三角波の周波数であり、ＶＨはインバータ入力電圧である。
ｖｕ＿ｄｔａ＝ｖｖ＿ｄｔａ＝ｖｗ＿ｄｔａ＝Ｔｄｔ×ｆｃ×ＶＨ ・・・（７）

また、図９（ｂ）に示すように、Ｕ相電流ｉｕが正のとき、デッドタイム補正量ｖｕ＿ｄｔａを加算し、Ｕ相電流ｉｕが負のとき、デッドタイム補正量ｖｕ＿ｄｔａを減算する。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
本実施形態では、Ｕ相およびＶ相には電流センサが設けられていないため、各相（特にＵ相およびＶ相）電流の正負判定ができない。そこで、本実施形態では、３相電流指令値演算部３１にて３相電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*、ｉｗ^*を演算し、３相電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*、ｉｗ^*に基づき、各相電流の正負判定を行っている。すなわち、「各相電流指令値の正負に基づき、デッドタイム補正値の正負を決定している」ということである。

具体的には、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*が正のとき、Ｕ相デッドタイム補正値ｖｕ＿ｄｔ＝ｖｕ＿ｄｔａとし、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*が負のとき、Ｕ相デッドタイム補正値ｖｕ＿ｄｔ＝−ｖｕ＿ｄｔａとする。また、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*が正のとき、Ｖ相デッドタイム補正値ｖｖ＿ｄｔ＝ｖｖ＿ｄｔａとし、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*が負のとき、Ｖ相デッドタイム補正値ｖｖ＿ｄｔ＝−ｖｖ＿ｄｔａとする。さらにまた、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*が正のとき、Ｗ相デッドタイム補正値ｖｗ＿ｄｔ＝ｖｗ＿ｄｔａとし、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*が負のとき、Ｗ相デッドタイム補正値ｖｗ＿ｄｔ＝−ｖｗ＿ｄｔａとする。

そして、電気角θｅに基づくｄｑ変換により、Ｕ相デッドタイム補正値ｖｕ＿ｄｔ、Ｖ相デッドタイム補正値ｖｖ＿ｄｔ、および、Ｗ相デッドタイム補正値ｖｗ＿ｄｔを、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔに変換する。
算出されたｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔをｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆに加算し、ｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔをｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆに加算することにより、始動に必要な電圧を確保することができ、交流電動機２が停止した状態から駆動を開始することができる。同様に、交流電動機２が駆動している状態から駆動を終了して停止させることができる。

ところで、上ＳＷおよび下ＳＷがオフされる実際のデッドタイムは、予め設定されているデッドタイム期間Ｔｄｔからばらつく虞がある。また、電圧方程式の演算に用いる機器定数には誤差が含まれる虞がある。そこで本実施形態では、このようなデッドタイムのばらつきや機器定数の誤差等を考慮し、さらなる補正を行っている。

本実施形態では、回転数Ｎが低回転域、特に０［ｒｐｍ］であるとき、電圧位相が電流指令位相と略等しいとみなし、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*およびＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、電圧振幅を補正している。

ここで、図１０に基づき、回転数Ｎが０［ｒｐｍ］である場合を例に、電圧振幅補正を概念的に説明する。
図１０（ａ）に示すように、ある電流指令ベクトルｉ^*（ｉｄ^*、ｉｑ^*）に基づく電圧指令ベクトルｖ^*（ｖｄ^*、ｖｑ^*）に応じた電圧を印加したとき、実際に通電された電流の電流ベクトルｉ（ｉｄ、ｉｑ）が電流指令ベクトルｉ^*（ｉｄ^*、ｉｑ^*）と異なっていたとする。ここで、図１０（ｂ）に示すように、電流指令ベクトルｉ^*と実際に通電された電流の電流ベクトルｉの振幅の比率を電圧指令ベクトルｖ^*に乗じ、補正電圧指令ベクトルｖ’ ^*（ｖｄ’ ^*、ｖｑ’ ^*）に応じた電圧を印加することにより、実際に通電される電流の電流ベクトルｉ（ｉｄ、ｉｑ）を電流指令ベクトルｉ^*（ｉｄ^*、ｉｑ^*）に近づけることができる。

図３に示すように、本実施形態では、振幅補正係数演算部４０を設けている。振幅補正係数演算部４０では、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*とＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとの比率である振幅補正係数Ｋａを算出する。振幅補正係数Ｋａを式（８）に示す。
Ｋａ＝ｉｗ^*／ｉｗ＿ｓｎｓ ・・・（８）

振幅補正係数Ｋａの演算に際し、ゼロで乗算する所謂「ゼロ掛け」やゼロで除算する所謂「ゼロ割り」による演算精度悪化を避けるため、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*やＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０［Ａ］付近、すなわちＷ相電流指令値ｉｗ^*やＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０［Ａ］を含む所定範囲内である場合、振幅補正係数Ｋａを補間することが好ましいので、本実施形態では、例えば１に固定する。尚、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*やＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０［Ａ］を含む所定範囲内と判断した場合には、振幅補正係数Ｋａを１に固定する以外に、例えば直前の値を引き継いでも良く、その方法は限定しない。加えて、振幅補正係数Ｋａが例えば１を含む所定範囲となるように、上限値および下限値を設けてもよい。

電圧指令基準値補正部２３では、デッドタイム補正値演算部３２にて演算されたｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔ、および、振幅補正係数演算部４０にて演算された振幅補正係数Ｋａを用いてｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正した第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算する。第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を、式（９）、（１０）に示す。
ｖｄ^*＿２＝Ｋａ×（ｖｄ＿ｒｅｆ＋ｖｄ＿ｄｔ） ・・・（９）
ｖｑ^*＿２＝Ｋａ×（ｖｑ＿ｒｅｆ＋ｖｑ＿ｄｔ） ・・・（１０）

ここで本実施形態による交流電動機２の駆動制御処理を図１１および図１２に示すフローチャートに基づいて説明する。図１１および図１２に示す処理は、制御部１５にて実行されるものである。また、図１２は、図１１中のＦＦ制御処理を説明するサブフローである。

図１１に示すように、最初のステップＳ１０１（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す。）では、回転角センサ１４から電気角θｅを取得し、回転数Ｎを演算する。また、電流センサ１３からＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得する。

Ｓ１０２では、電流推定部２４にて、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。本実施形態では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。すなわち本実施形態では、回転数Ｎによらず、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを常時演算している。

Ｓ１０３では、回転数Ｎが所定の判定閾値Ａ以下か否かを判断する。回転数Ｎが判定閾値Ａ以下であると判断された場合（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、Ｓ１０６へ移行する。回転数Ｎが判定閾値Ａより大きいと判断された場合（Ｓ１０３：ＮＯ）、Ｓ１０４へ移行する。

Ｓ１０４では、推定電流ＦＢ制御とし、電圧指令値演算部２５にて、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに基づき、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を演算する。ここで、直前の処理にてＳ１０３にて肯定判断されていた場合、すなわち直前までＦＦ制御であった場合、ＰＩ演算において、直前のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をＰＩ積分項の初期値として設定することが望ましい。これにより、ＦＦ項補正処理から推定電流ＦＢ制御処理への切り替え時のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制することができる。
Ｓ１０５では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*として第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１を選択し、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を選択する。

回転数Ｎが判定閾値Ａ以下であると判断された場合（Ｓ１０３：ＹＥＳ）に移行するＳ１０６では、推定電流ＦＢ制御に替えて、ＦＦ制御とする。
ここで、Ｓ１０６におけるＦＦ制御処理を図１２に示すフローチャートに基づいて説明する。

Ｓ１６１では、３相電流指令値演算部３１にて、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*、および、電気角θｅに基づき、３相電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*、ｉｗ^*を演算する。
Ｓ１６２では、デッドタイム補正値演算部３２にて、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔを演算する。

Ｓ１６３では、振幅補正係数演算部４０にて、振幅補正係数Ｋａを演算する。
Ｓ１６４では、電圧指令基準値演算部２２にて、電圧方程式を用い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを演算する。

Ｓ１６５では、電圧指令基準値補正部２３にて、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔ、ｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔ、および、振幅補正係数Ｋａに基づき、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正し、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算する（式（９）、（１０）参照）。

図１１に戻り、Ｓ１０６に続いて移行するＳ１０７では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*として第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２を選択し、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を選択する。
Ｓ１０８では、３相電圧指令値演算部２７にて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を電気角θｅに基づいて逆ｄｑ変換し、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を演算する。
Ｓ１０９では、ＰＷＭ信号生成部２８にて、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*をインバータ入力電圧ＶＨに基づいてＰＷＭ変調してＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを算出し、インバータ１２へ出力する。

そして、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力される。

図１３は、交流電動機２が停止した状態である回転数Ｎが０［ｒｐｍ］からＦＦ制御にて始動して回転数Ｎが判定閾値Ａ［ｒｐｍ］となるまでの交流電動機２の挙動を示したものである。また図１４は、回転数Ｎが判定閾値Ａ［ｒｐｍ］からＦＦ制御にて交流電動機２が停止するまでの交流電動機２の挙動を示したものである。図１３および図１４において、（ａ）はトルク、（ｂ）は回転数、（ｃ）はｄ軸電流、（ｄ）はｑ軸電流、（ｅ）はｄ軸電圧、（ｆ）はｑ軸電圧、（ｇ）は振幅補正係数を示している。また、（ａ）、（ｃ）、（ｄ）においては、実線が実トルク値ｔｒｑ、ｄ軸実電流値ｉｄ、または、ｑ軸実電流値ｉｑを示し、破線がトルク指令値ｔｒｑ^*、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、または、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*を示している。また、（ｅ）、（ｆ）においては、破線が第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２、または、第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を示し、２点鎖線がｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆ、または、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを示している。

図１３（ｅ）、（ｆ）に示すように、回転数Ｎが判定閾値Ａよりも小さい低回転域において、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２は、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよび振幅補正係数Ｋａによる補正を行う前のｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆよりも絶対値として大きな値となっている。同様に、第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２は、ｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔおよび振幅補正係数Ｋａによる補正を行う前のｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆよりも大きな値となっている。

ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔ、ｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔ、および、振幅補正係数Ｋａにて補正された第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２に基づく３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを交流電動機２に印加することにより、図１３（ｃ）、（ｄ）に示すように、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*と概ね一致したｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが通電されている。また、図１３（ａ）に示すように、トルク指令値ｔｒｑ^*に概ね一致した実トルク値ｔｒｑが出力されている。さらにまた、図１３（ｂ）に示すように、回転数Ｎは、０［ｒｐｍ］から判定閾値Ａ［ｒｐｍ］まで増加している。すなわち、回転数Ｎが０［ｒｐｍ］である停止状態から、交流電動機２を安定して始動可能である。同様に、図１４に示すように、回転数Ｎが判定閾値Ａである状態から概ね指令に沿って交流電動機２を安定して停止可能である。
このように、低回転域において、ＦＦ制御を行うことにより、交流電動機２を適切に始動、駆動、停止させることができる。

以上詳述したように、本実施形態の電動機制御装置１０は、インバータ１２によって印加電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが制御される３相の交流電動機２の駆動を制御する。
電動機制御装置１０の制御部１５では、以下の処理が実行される。交流電動機２のいずれか１相（本実施形態ではＷ相）であるセンサ相に設けられる電流センサ１３からＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得する（図１１中のＳ１０１）。また、交流電動機２の回転角を検出する回転角センサ１４から電気角θｅを取得する（Ｓ１０１）。

電流推定部２４では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する（Ｓ１０２）。本実施形態では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。また、電圧指令値演算部２５では、交流電動機２の駆動に係るｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*、並びに、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに基づき、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を演算する（Ｓ１０４）。

電圧指令基準値演算部２２では、電動機の理論式を用い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを演算する（Ｓ１６４）。電圧指令基準値補正部２３では、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正し、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算する（Ｓ１６５）。
回転数演算部１６では、電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数Ｎを演算する（Ｓ１０１）。

切替判定部２６では、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１に基づいてインバータ１２の駆動に係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成する推定電流ＦＢ制御モードと、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２に基づいてＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成するＦＦ制御モードとを切り替える。

本実施形態では、回転数Ｎが所定の判定閾値Ａより大きい場合（Ｓ１０３：ＮＯ）、推定電流ＦＢ制御モードとし、回転数Ｎが所定の判定閾値Ａ以下である場合（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、ＦＦ制御モードとする。具体的には、回転数Ｎが判定閾値Ａより大きい場合（Ｓ１０３：ＮＯ）、切替判定部２６にて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を選択する（Ｓ１０５）。また、回転数Ｎが判定閾値Ａ以下である場合（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、切替判定部２６にて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を選択する（Ｓ１０７）。

本実施形態では、Ｗ相に電流センサ１３を設け、Ｕ相およびＶ相の電流センサを省略しており、つまりは電流センサの数を減らすことができる。これにより、インバータ１２の３相出力端子近傍の小型化や電動機制御装置１０のコストを低減することができる。

１相（本実施形態ではＷ相）の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて推定されるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをフィードバックして交流電動機２の駆動を制御する推定電流ＦＢ制御とする場合、回転数Ｎが小さい低回転域では、サンプリング間隔Ｔｓあたりの電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗが小さくなり、実機情報が乏しくなるため、制御が不安定になる虞がある。

そのため、本実施形態では、回転数Ｎが判定閾値Ａ以下である低回転域において、推定電流ＦＢ制御に替えて、電動機の理論式（例えば電圧方程式）を用い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいてｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを演算している。ただし、交流電動機２および電動機制御装置１０等に関する物理的な要因等により、電動機の理論式から算出される理論上の電圧指令基準値と、指令通りのトルクが得られる交流電動機２の実際の駆動に係る電圧指令値とが乖離することがある。特に交流電動機２の始動時や停止時等の低回転域において、単に電動機の理論式から演算されるｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆに基づいて交流電動機２の駆動を制御すると、印加電圧が適切ではない可能性があるため、交流電動機２を安定して駆動できない虞がある。

そこで本実施形態では、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正して第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算し、低回転域においては、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２に基づいて交流電動機２の駆動を制御している。これにより、低回転域において、始動から駆動、停止までを安定して制御することができる。

制御部１５は、デッドタイム補正値演算部３２を更に備える。また、インバータ１２を構成する高電位側に設けられる上ＳＷまたは低電位側に設けられる下ＳＷの一方がオンであり他方がオフである状態から、上ＳＷまたは下ＳＷの一方がオフであり他方がオンである状態への切り替えに際し、上ＳＷおよび下ＳＷの両方がオフとなるデッドタイム期間Ｔｄｔが設定されている。デッドタイム補正値演算部３２では、デッドタイム期間Ｔｄｔによる電圧誤差に応じたｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔを演算する（図１２中のＳ１６２）。そして、電圧指令基準値補正部２３では、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔに基づいてｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆを補正し、ｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔに基づいてｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正している（Ｓ１６５）。

低回転域、低トルク域において、デッドタイム期間Ｔｄｔによる電圧誤差の影響が大きい。そこで本実施形態では、特に、回転数Ｎが０［ｒｐｍ］からの始動に必要な電圧を確保すべく、デッドタイム期間Ｔｄｔに応じた電圧誤差分に対応するｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔにより、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正している。より詳細には、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆにｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔを加算して補正し、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２を算出し、ｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆにｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔを加算して補正し、第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を算出している。これにより、低回転域における交流電動機２の駆動制御に用いる第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を適切に演算することができ、低回転域において、交流電動機２の駆動をより安定して制御することができる。

また、制御部１５は、振幅補正係数演算部４０を更に備える。振幅補正係数演算部４０では、センサ相（本実施形態ではＷ相）に対応する電圧指令値であるＷ相電流指令値ｉｗ^*およびＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、振幅補正係数Ｋａを演算する（Ｓ１５３）。本実施形態では、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*とＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとの比率を振幅補正係数Ｋａとしている。そして、電圧指令基準値補正部２３では、振幅補正係数Ｋａに基づき、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正している（Ｓ１５５）。

上ＳＷおよび下ＳＷがオフされる実際のデッドタイムは、予め設定されているデッドタイム期間Ｔｄｔからばらつく虞がある。また、電圧方程式の演算に用いる機器定数には誤差が含まれる虞がある。そこで本実施形態では、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*およびＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づく振幅補正係数Ｋａを演算し、振幅補正係数Ｋａに基づいてｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正している。これにより、低回転域における交流電動機２の駆動制御に用いる第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を適切に演算することができ、低回転域において、交流電動機２の駆動をさらに安定して制御することができる。

また、振幅補正係数演算部４０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓがゼロまたはゼロを含む所定範囲内である場合、振幅補正係数Ｋａを補間する。本実施形態では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓがゼロを含む所定範囲内である場合、振幅補正係数Ｋａを例えば１に固定する。これにより、ゼロで除算する所謂「ゼロ割り」を避けることができ、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２の演算精度悪化を防ぐことができる。
なお、「ゼロ」とは、厳密な０［Ａ］のみでなく、検出誤差や機器の分解能を考慮し、実質的に０［Ａ］と同等の範囲の値を含むものとする。
さらにまた、振幅補正係数演算部４０では、振幅補正係数Ｋａに上限値および下限値を設けている。これにより、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２の演算精度悪化を防ぐことができる。

本実施形態では、制御部１５が「電流取得手段」、「回転角取得手段」、「電流推定手段」、「第１の電圧指令値演算手段」、「電圧指令基準値演算手段」、「第２の電圧指令値演算手段」、「制御モード切替手段」、「回転数演算手段」、「デッドタイム補正値演算手段」、「補正係数演算手段」を構成する。より詳細には、電流推定部２４が「電流推定手段」を構成し、電圧指令値演算部２５が「第１の電圧指令値演算手段」を構成する。電圧指令基準値演算部２２が「電圧指令基準値演算手段」を構成し、電圧指令基準値補正部２３が「第２の電圧指令値演算手段」を構成する。回転数演算部１６が「回転数演算手段」を構成し、切替判定部２６が「制御モード切替手段」を構成する。また、デッドタイム補正値演算部３２が「デッドタイム補正値演算手段」を構成し、振幅補正係数演算部４０が「補正係数演算手段」を構成する。

図１１中のＳ１０１が「電流取得手段」、「回転角取得手段」および「回転数演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０２が「電流推定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０４が「第１の電圧指令値演算手段」の機能としての処理に相当し、図１２中のＳ１６４が「電圧指令基準値演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１６５が「第２の電圧指令値演算手段」の機能としての処理に相当し、図１１中のＳ１０５およびＳ１０７が「制御モード切替手段」の機能としての処理に相当する。また、図１２中のＳ１６２が「デッドタイム補正値演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１６３が「補正係数演算手段」の機能としての処理に相当する。

また、Ｗ相が「センサ相」に対応し、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが「電流検出値」に対応し、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*が「センサ相電流指令値」に対応し、電気角θｅが「回転角検出値」に対応する。ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが「電流推定値」に対応し、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が「電流指令値」に対応し、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１が「第１の電圧指令値」に対応する。ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆが「電圧指令基準値」に対応し、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２が「第２の電圧指令値」に対応する。
また、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔが「デッドタイム補正値」に対応し、振幅補正係数Ｋａが「補正係数」に対応する。
さらにまた、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬが「駆動信号」に対応する。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態では、デッドタイム補正値の演算方法が異なっているので、図１５および図１６に基づき、この点を中心に説明する。
図１５に示すように、本実施形態の制御部１５は、デッドタイム補正値演算部３５および３相電流指令値演算部３６が上記実施形態と異なっている。
デッドタイム補正値演算部３５には、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が逆ｄｑ変換されることなく、直接入力されている。

また、３相電流指令値演算部３６では、電気角θｅに基づく逆ｄｑ変換により、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を、Ｗ相電流指令値ｉｗ^*に変換している。本実施形態では、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*は演算していない。演算されたＷ相電流指令値ｉｗ^*は、振幅補正係数演算部４０に出力され、振幅補正係数Ｋａの演算に用いられる。

ここで、デッドタイム補正値演算部３５におけるデッドタイム補正値の演算方法について、図１６に基づいて説明する。
本実施形態では、デッドタイム期間Ｔｄｔに基づき、ｄ−ｑ座標におけるデッドタイム補正量ｖ＿ｄｔを演算している。デッドタイム補正量ｖ＿ｄｔは、以下の式（１１）のように表される。式中のＫは、ｄ−ｑ座標への変換係数である。
ｖ＿ｄｔ＝Ｋ×Ｔｄｔ×ｆｃ×ＶＨ ・・・（１１）

そして、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の大きさに応じ、デッドタイム補正量ｖ＿ｄｔをｄ軸およびｑ軸に振り分けることで、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔを演算している。本実施形態におけるｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔを式（１２）および式（１３）に示す。式中のＩａは、電流指令振幅である。
ｖｄ＿ｄｔ＝ｖ＿ｄｔ×（ｉｄ^*／Ｉａ） ・・・（１２）
ｖｑ＿ｄｔ＝ｖ＿ｄｔ×（ｉｑ^*／Ｉａ） ・・・（１３）

このようにしても、低回転域における交流電動機２の駆動の制御に用いる第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を適切に演算することができ、低回転域において、交流電動機２の駆動をより安定して制御することができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
本実施形態では、デッドタイム補正値演算部３５が「デッドタイム補正値演算手段」を構成する。

（他の実施形態）
（ア）上記実施形態では、低回転域におけるＦＦ制御において、電圧方程式から算出される理論上の電圧指令基準値と、指令通りのトルクが得られる交流電動機の実際の駆動に係る電圧指令値との差分に相当する電圧指令補正値を、デッドタイム期間における電圧誤差分であるとみなし、デッドタイム補正値に基づいて電圧指令基準値を補正していた。他の実施形態では、電圧指令補正値は、低回転域にて交流電動機を安定して駆動可能となるように、理論上の電圧指令基準値と、指令通りのトルクが得られる交流電動機の実際の駆動に係る電圧指令値との差分に相当する値であれば、デッドタイム補正値に基づく値に限らず、どのような値であってもよい。すなわち、電圧指令基準値をどのような値に基づいて補正してもよい。また、デッドタイム補正値は、上記実施形態にて説明した以外の方法にて演算してもよい。

（イ）上記第１実施形態では、デッドタイム補正値の演算における各相電流の正負判定に３相電流指令値を用いていた。他の実施形態では、センサ相に関しては、電流検出値に基づいて正負判定を行ってもよい。換言すると、「電流指令値または電流検出値の正負に基づき、デッドタイム補正値の正負を決定している」ということである。
また他の実施形態では、各相の電流指令値がゼロまたはゼロを含む所定範囲内では、デッドタイム補正値をゼロとしてもよい。また、各相の電流指令値がゼロクロスする際にデッドタイム補正値が急変するのを抑制すべく、ローパスフィルタ処理等のスムージング処理を適宜行ってもよい。なお、ここでいう「所定範囲」とは、補正係数の算出において、振幅補正係数の補間に係る「所定範囲」とは、同じとしてもよいし、異なる範囲としてもよい。

（ウ）上記実施形態では、電流指令値と電流検出値との比率に基づいて電圧指令基準値を補正していた。他の実施形態では、電流指令値および電流検出値に基づく補正であれば、比率に限らず、どのように補正してもよい。また、電流指令値および電流検出値に基づく補正を行わなくてもよい。
また、電流検出値がゼロを含む所定範囲内である場合に、補正係数を１以外の値に固定してもよいし、例えばフィルタ処理等の演算を継続することより補間してもよい。また、補正係数の上限値および下限値を設けなくてもよい。

（エ）ＦＦ制御処理と推定電流ＦＢ制御処理との切り替えに係る回転数の判定閾値は、推定電流ＦＢ制御の演算精度等を考慮し、適宜設定することができる。また、上記実施形態では、１つの判定閾値によりＦＦ項補正処理と推定電流ＦＢ制御処理とを切り替えていた。他の実施形態では、ＦＦ項補正処理と推定電流ＦＢ制御処理との切り替えハンチングを避けるため、回転数が上昇する側と下降する側とで回転数の判定閾値と異なる値としてもよい。すなわち、回転数が上昇する側と下降する側とで回転数の判定閾値にヒステリシス（ヒス）を設けてもよい、ということである。この場合、上昇側の判定閾値をＡｕ、下降側の判定閾値をＡｄとした場合、例えばＡｕ＞Ａｄとすることが好ましいが、Ａｕ＜Ａｄとしてもよい。

（オ）上記実施形態では、電流推定部において、センサ相以外の相については電流指令値を推定値とみなし、ｄ軸電流推定値およびｑ軸電流推定値を演算していた。
電流推定部における演算方法は、これに限らず、電流検出値および電気角に基づいて演算されていれば、どのような方法であってもよく、さらに他のパラメータ等を用いてもよい。また、第１の電圧指令値は、電流指令値、および、フィードバックされた電流推定値に基づいて算出されていれば、どのような方法で算出してもよく、さらに他のパラメータ等を用いてもよい。

さらにまた、上記実施形態では、ｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値、第１のｄ軸電圧指令値、および、第１のｑ軸電圧指令値は、回転数によらず、常時演算されていた。他の実施形態では、回転数が判定閾値より大きい場合にｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値、第１のｄ軸電圧指令値、および、第１のｑ軸電圧指令値を演算し、回転数が判定閾値以下の場合、ｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値、第１のｄ軸電圧指令値、および、第１のｑ軸電圧指令値の演算を中止してもよい。

以下、電流推定部にて採用可能な電流推定方法を例示しておく。
（ｉ）電流指令位相を用いた基準角と振幅に基づく演算
例えば、特開２００４−１５９３９１号公報のように、電流指令位相角と電気角から生成したＵ相電流基準角（θ’）」で除して電流振幅（Ｉａ）を算出し、この電流振幅を、Ｕ相電流基準角から±１２０［°］ずらした電気角におけるｓｉｎ値に乗じて他の２相の電流推定値Ｉｖ、Ｉｗを算出する（式１４．１〜１４．３）。
Ｉａ＝Ｉｕ／［√（１／３）×（｛−ｓｉｎ（θ’）｝］ ・・・（１４．１）
Ｉｖ＝√（１／３）×Ｉａ×｛−ｓｉｎ（θ’＋１２０［°］）｝・・・（１４．２）
Ｉｗ＝√（１／３）×Ｉａ×｛−ｓｉｎ（θ’＋２４０［°］）｝・・・（１４．３）

以下、（ｉｉ）〜（ｉｖ）では、センサ相をＷ相として説明する。
（ｉｉ）電流指令値を用いたセンサ相基準位相に基づく演算
Ｕ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*の少なくとも一方、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅを用い、センサ相に一致するα軸方向のα軸電流ｉαおよびセンサ相に直交するβ軸方向のβ軸電流ｉβを演算し、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβの逆正接関数（ａｒｃｔａｎ）によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する。センサ相基準電流位相θｘの演算式を式（１５）に示す。
θｘ＝ｔａｎ^-1（ｉβ／ｉα） ・・・（１５）

また、センサ相基準電流位相θｘおよびＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔまたはＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを演算し、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔまたはＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。なお、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔまたはＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔの演算において、ゼロで除算する「ゼロ割り」やゼロで乗算する「ゼロ掛け」を回避するような補正処理を行ってもよい。

（ｉｉｉ）α軸電流の微分による演算
α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβが「ｓｉｎ波とｃｏｓ波」の関係にあり、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとの位相差が９０［°］であることに着目し、α軸電流微分値Δｉαに基づいてβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを演算する。ここで、制御部における演算が離散系である場合、α軸電流微分値Δｉαは、実際のβ軸電流ｉβに対し、電気角移動量Δθｅの半分だけ遅れる。この点を考慮し、α軸電流ｉαの前回値と今回値との平均値に電気角移動量Δθｅの半分（Δθｅ／２）を乗じた補正量Ｈにて補正したβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔとすることが好ましい。そして、α軸電流ｉαおよびβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを用いてセンサ相基準電流位相θｘを演算する。以降の演算は（ｉｉ）と同様である。

（ｉｖ）漸化式による演算
回転座標系であるｄ−ｑ座標上でＷ相軸が相対的に回転することを利用し、Ｗ相推定誤差Δｉｗ＿ｅｓｔを積算してｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑに漸近させる。
前回のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ、および今回の電気角θｅに基づき、センサ相成分であるＷ相電流基準値ｉｗ＿ｂｆを演算し、Ｗ相電流基準値ｉｗ＿ｂｆとＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとの差であるＷ相推定誤差Δｉｗ＿ｅｓｔを算出する。Ｗ相推定誤差Δｉｗ＿ｅｓｔにフィルタ要素であるゲインＫを乗じた補正後誤差ＫΔｉｗ＿ｅｓｔを算出し、Δｉｕ＝０、Δｉｖ＝０とし、ｄｑ変換によりセンサ相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒおよびｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒを演算する。そして算出されたｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒおよびｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒをセンサ相方向の補正ベクトルとし、当該補正ベクトルをｄ−ｑ座標にて積算することにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。また、センサ相に直交する直交方向補正値をさらに演算し、センサ相方向補正値および直交方向補正値の合成ベクトルを補正ベクトルとし、当該補正ベクトルをｄ−ｑ座標にて積算するようにしてもよい。

（カ）上記実施形態では、「電流推定値」、「電流指令値」、「第１の電圧指令値」、「第２の電圧指令値」、および、「デッドタイム補正値」は、いずれもｄ−ｑ座標のものについて説明したが、交流電動機の制御に利用可能な値であれば、各相の値や、その他の軸に基づくものであってもよい。

（キ）交流電動機の印加電圧を制御するインバータは、どのような方法で制御されてもよい。例えば、正弦波ＰＷＭ制御モード、および、過変調ＰＷＭ制御モード等を適宜切り替えて制御されるように構成してもよい。

（ク）上記実施形態では、電流センサがＷ相に設けられ、Ｗ相がセンサ相である例について説明した。他の実施形態では、電流センサがＵ相に設けられ、Ｕ相をセンサ相としてもよい。また、電流センサがＶ相に設けられ、Ｖ相をセンサ相としてもよい。
（ケ）上記実施形態では、電流センサが１相に設けられている例について説明した。他の実施形態では、例えば制御に用いる電流を検出する電流センサ(以下、制御用センサ)の異常検出をするための独立した電流センサ(以下：異常検出用センサ)がセンサ相またはセンサ相以外の相に設けられていてもよい。例としては、１相に制御用センサと異常検出用センサを設けた１相２チャンネルや、１相に制御用センサを設け、それ以外の相のいずれかに１相に異常検出用センサを設けた２相１チャンネルなどのセンサ構成が挙げられるが、どの相にいくつ設けられてもよい。

（コ）上記実施形態では、回転角センサは電気角θｅを検出し、制御部へ出力した。他の実施形態では、回転角センサは機械角θｍを検出し、制御部へ出力し、制御部の内部にて電気角θｅに換算してもよい。また、電気角θｅに替えて、機械角θｍを「回転角検出値」としてもよい。さらにまた、回転数Ｎは、機械角θｍに基づいて算出してもよい。

（サ）上記実施形態では、交流電動機は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であったが、他の実施形態では、誘導電動機やその他の同期電動機であってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能および発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たない電動機であってもよい。

交流電動機は、エンジンに対して電動機として動作し、エンジンの始動を行うように構成されていてもよい。また、エンジンを設けなくてもよい。さらに、交流電動機を複数設けてもよいし、複数の交流電動機における動力を分割する動力分割機構等をさらに設けてもよい。

（シ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を１組設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を２組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。
また、交流電動機の制御装置は、電動車両に適用されていたが、電動車両以外に用いてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２・・・交流電動機
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）
１２・・・インバータ
１３・・・電流センサ
１４・・・回転角センサ
１５・・・制御部（電流取得手段、回転角取得手段、電流推定手段、第１の電圧指令値演算手段、電圧指令基準値演算手段、第２の電圧指令値演算手段、回転数演算手段、制御モード切替手段、デッドタイム補正値演算手段、補正係数演算手段）

Claims (5)

1. インバータ（１２）によって印加電圧が制御される３相の交流電動機（２）の駆動を制御する交流電動機の制御装置（１０）であって、
   前記交流電動機のいずれか１相であるセンサ相に設けられる電流センサ（１３）から電流検出値を取得する電流取得手段（１５）と、
   前記交流電動機の回転角を検出する回転角センサ（１４）から回転角検出値を取得する回転角取得手段（１５）と、
   前記電流検出値および前記回転角検出値に基づき、電流推定値を演算する電流推定手段（２４）と、
   前記交流電動機の駆動に係る電流指令値、および、フィードバックされる前記電流推定値に基づき、第１の電圧指令値を演算する第１の電圧指令値演算手段（２５）と、
   電動機の理論式を用い、前記電流指令値に基づき、電圧指令基準値を演算する電圧指令基準値演算手段（２２）と、
   前記電圧指令基準値を補正し、第２の電圧指令値を演算する第２の電圧指令値演算手段（２３）と、
   前記第１の電圧指令値に基づいて前記インバータの駆動に係る駆動信号を生成する第１の制御モードと、前記第２の電圧指令値に基づいて前記駆動信号を生成する第２の制御モードと、を切り替える制御モード切替手段（２６）と、
   前記回転角検出値に基づき、前記交流電動機の回転数を演算する回転数演算手段（１６）と、
   を備え、
   前記制御モード切替手段は、前記回転数が所定の判定閾値より大きい場合、前記第１の制御モードとし、前記回転数が前記判定閾値以下である場合、前記第２の制御モードとすることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記インバータを構成する高電位側に設けられる上側スイッチング素子または低電位側に設けられる下側スイッチング素子の一方がオンであり他方がオフである状態から、前記上側スイッチング素子または前記下側スイッチング素子の前記一方がオフであり前記他方がオンである状態への切り替えに際し、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の両方がオフとなるデッドタイム期間による電圧誤差に応じたデッドタイム補正値を演算するデッドタイム補正値演算手段（３２、３５）をさらに備え、
   前記第２の電圧指令値演算手段は、前記デッドタイム補正値に基づき、前記電圧指令基準値を補正することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記センサ相に対応する前記電流指令値であるセンサ相電流指令値および前記電流検出値に基づき、補正係数を演算する補正係数演算手段（４０）をさらに備え、
   前記第２の電圧指令値演算手段は、前記デッドタイム補正値および前記補正係数に基づき、前記電圧指令基準値を補正することを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記補正係数演算手段は、前記センサ相電流指令値または前記電流検出値がゼロまたはゼロを含む所定範囲内である場合、前記補正係数を補間することを特徴とする請求項３に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記補正係数演算手段は、前記補正係数に上限値および下限値を設けることを特徴とする請求項３または４に記載の交流電動機の制御装置。

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