CN109714286A - 一种Pi/8D8PSK解调的载波频偏估计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种Pi/8D8PSK解调的载波频偏估计方法,对Pi/8D8PSK中频信号进行数字正交下变频、低通滤波,得到Pi/8D8PSK调制的基带信号,采用平方定时恢复算法对基带信号进行位同步运算,将位同步后的数据加窗函数,减少能量泄漏;为了避免频偏较小时频率分辨率达不到要求,导致频偏估计精度变差,对加窗之后的数据16方运算后进行FFT运算,对FFT运算结果求模,计算最大值对应频率点乘以分辨率带宽再除以16,得到频偏估计值;为提高频率分辨率带宽适当加大采样的码元个数;为了提高运算效率,调用FFTW来实现FFT运算,实现了对DFT的频偏估计算法的改进。随着复杂算法软件化实现方法的普及,以上方法工程实现复杂度大大降低。相对于已有的DFT频偏估计算法,提高了精度和效率,对能量泄漏抑制也有提高,便于工程实现。
Description
技术领域
本发明属于无线通信测试领域,特别涉及一种pi/8D8PSK解调的载波频偏估计方法。
背景技术
在无线通信体系中,随着软件无线电技术和数字信号处理技术的飞速发展,全数字调制解调技术得到了广泛的应用。Pi/8D8PSK调制方式具有频谱利用率高及较小的包络起伏的特点,使之在性能上优于8PSK调制方式,在非线性信道有更优的频谱效率。接收端载波的频率偏移对通信***产生非常恶劣的影响,不仅导致星座点发生旋转,更会使误码率急剧增加,所以载波频偏估计是Pi/8D8PSK解调的关键环节之一。目前常用方法是M-Power频偏估计和基于DFT的频偏估计,M-Power频偏估计算法基本思想是通过取M(M为调制阶数16)次方去除接收信号中的调制信息,然后共轭差分延时去除恒定相位误差的影响,从而估计出频偏。实现框图如图1所示。
C(i)=S1(i)·S1*(i-1)
其中,T为码元速率,n为总的数据量,即码元个数,imag()为实部,real()为虚部。该算法精度高,但是适用范围有限。
基于DFT的频偏估计算法是利用DFT频谱来估计载波频率偏移点,框图如图2所示。设经过正交下变频后的基带pi/8D8PSK信号表示为:
式中gT(t-nT)为码元脉冲信号,T为码元周期,码元速率为Rs=1/T,Δf为载波频偏。
对位同步后的数据进行DFT运算,数据实际的采样率即码元速率Rs,频谱将会在Δf处出现峰值谱线,我们可以通过搜索最大值谱线的位置PointOffset估计出频偏Δf=PointOffset乘以频率分辨率带宽RBW。当Δf为正值时(实际频率f0>载波频率fc),幅值最大的谱线位于0~N/2之间;当Δf为负值时(实际频率f0<载波频率fc),幅值最大的谱线位于N/2~N-1之间。
DFT算法的可估计范围是:|Δf|≤Rs。该算法适用范围较广,但由于该算法存在栅栏效应和能量泄漏,精度不高。其估计精度与FFT点数N有关,N越高,则精度越高,同时运算量也越大。
发明内容
本发明提供了一种Pi/8D8PSK解调的载波频偏估计方法,对Pi/8D8PSK中频信号进行数字正交下变频、低通滤波,得到Pi/8D8PSK调制的基带信号,采用平方定时恢复算法对基带信号进行位同步运算,将位同步后的数据加窗函数,减少能量泄漏;为了避免频偏较小时频率分辨率达不到要求,导致频偏估计精度变差,对加窗之后的数据16方运算后进行FFT运算,对FFT运算结果求模,计算最大值对应频率点乘以分辨率带宽再除以16,得到频偏估计值;为提高频率分辨率带宽适当加大采样的码元个数;为了提高运算效率,调用FFTW来实现FFT运算,实现了对DFT的频偏估计算法的改进。
本发明是根据以下技术方案实现的:
一种Pi/8D8PSK解调的载波频偏估计方法,其特征在于,包括以下步骤:
步骤S1:对Pi/8D8PSK中频信号进行数字正交下变频、低通滤波,得到Pi/8D8PSK调制的基带信号X(n):
X(n)=XI(n)+j*XQ(n)
j表示复数信号的虚部份量;
步骤S2:采用平方定时恢复算法对基带信号进行位同步运算,首先计算最大抽样点的偏移位置Ph,范围为大于-1/2,小于1/2:
X(n)为位同步前Pi/8D8PSK调制的基带信号,为复数形式,L为一帧数据的码元数,N为一个码元的采样点数,由于Ph范围为大于-1/2,小于1/2,所以如果计算的Ph小于0,则Ph=Ph+1.0;
一帧数据的最大抽样点为:
InterMax(i)=(Ph+i)*N+1;i=0,1,…,L-1
位同步后的正交信号如下:
I(i)=XI(InterMax(i));i=0,1,…,L-1
Q(i)=XQ(InterMax(i));i=0,1,…,L-1;
步骤S3:位同步后的I(n)、Q(n)进行加窗运算,得到Ic(n)、Qc(n),窗函数为Win(n),由Matlab生成,类型为hanning窗,长度为L,
Ic(i)=I(i)*Win(i);i=0,1,…,L-1
Qc(i)=Q(i)*Win(i);i=0,1,…,L-1
位同步后的I(n)、Q(n)写成复数形式如下:
BitSyncSym(n)=Ic(n)+j*Qc(n);
j表示复数信号的虚部份量;
步骤S4:对加窗之后的数据16次方运算BitSyncSym(n)16,然后进行FFT运算,得到FFTSym(n),FFT点数FFT_Len取值为L,调用FFTW来实现FFT运算,频率分辨率带宽为码元速率SymSample除以FFT_Len;
步骤S5:对FFT运算结果FFTSym(n)求模,计算模的最大值MaxMag对应的频率点PointOffset,PointOffset乘以频率分辨率带宽再除以16,得到频偏估计值Δf。
步骤S6:利用频偏估计值Δf对位同步后的信号进行频偏补偿,其中位同步后的信号BitSym(n)=I(n)+j*Q(n),因此频偏补偿后的信号:
与现有技术相比,本发明具有如下的有益效果:
相对于已有的DFT频偏估计算法,本发明提高了精度和效率,复杂度大大降低,对能量泄漏抑制也有提高,便于工程实现,该方法可估计范围是:|Δf|≤Rs/16,对于频偏较小时,非常适合。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述,本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显:
图1为M-Power频偏估计算法实现框图;
图2为基于DFT的频偏估计算法实现框图;
图3为本发明的载波频偏估计实现框图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明,但不以任何形式限制本发明。应当指出的是,对本领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明构思的前提下,还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
图3为本发明的载波频偏估计实现框图,如图3所示,本发明的一种Pi/8D8PSK解调的载波频偏估计方法,包括以下步骤:
步骤S1:对Pi/8D8PSK中频信号进行数字正交下变频、低通滤波,得到Pi/8D8PSK调制的基带信号X(n),实现***框图如图3所示;
X(n)=XI(n)+j*XQ(n)
j表示复数信号的虚部份量;
步骤S2:采用平方定时恢复算法对基带信号进行位同步运算,首先计算最大抽样点的偏移位置Ph,范围为大于-1/2,小于1/2:
X(n)为位同步前Pi/8D8PSK调制的基带信号,为复数形式,L为一帧数据的码元数,N为一个码元的采样点数,由于Ph范围为大于-1/2,小于1/2,所以如果计算的Ph小于0,则Ph=Ph+1.0;
一帧数据的最大抽样点为:
InterMax(i)=(Ph+i)*N+1;i=0,1,…,L-1
位同步后的正交信号如下:
I(i)=XI(InterMax(i));i=0,1,…,L-1
Q(i)=XQ(InterMax(i));i=0,1,…,L-1
步骤S3:位同步后的I(n)、Q(n)进行加窗运算,得到Ic(n)、Qc(n),窗函数为Win(n),由Matlab生成,类型为hanning窗,长度为L,
Ic(i)=I(i)*Win(i);i=0,1,…,L-1
Qc(i)=Q(i)*Win(i);i=0,1,…,L-1
位同步后的I(n)、Q(n)写成复数形式如下:
BitSyncSym(n)=Ic(n)+j*Qc(n);
j表示复数信号的虚部份量;
步骤S4:对加窗之后的数据16次方运算BitSyncSym(n)16,然后进行FFT运算,得到FFTSym(n),FFT点数FFT_Len取值为L,调用FFTW来实现FFT运算,频率分辨率带宽为码元速率SymSample除以FFT_Len;
步骤S5:对FFT运算结果FFTSym(n)求模,计算模的最大值MaxMag对应的频率点PointOffset,PointOffset乘以频率分辨率带宽再除以16,得到频偏估计值Δf。
步骤S6:利用频偏估计值Δf对位同步后的信号进行频偏补偿,其中位同步后的信号BitSym(n)=I(n)+j*Q(n),因此频偏补偿后的信号:
复信号的DFT是单边谱,当载波频偏为正值时,幅值最大的谱线位于0~N/2之间;当载波频偏为负值时,幅值最大的谱线位于N/2~N-1之间,所以采用FFT的频偏估计算法可以有效地估计频偏值还可以估计出频偏的正负值。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是,本发明并不局限于上述特定实施方式,本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改,这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下,本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。
Claims (1)
1.一种Pi/8D8PSK解调的载波频偏估计方法,其特征在于,包括以下步骤:
步骤S1:对Pi/8D8PSK中频信号进行数字正交下变频、低通滤波,得到Pi/8D8PSK调制的基带信号X(n):
X(n)=XI(n)+j*XQ(n)
j表示复数信号的虚部份量;
步骤S2:采用平方定时恢复算法对基带信号进行位同步运算,首先计算最大抽样点的偏移位置Ph,范围为大于-1/2,小于1/2:
X(n)为位同步前Pi/8D8PSK调制的基带信号,为复数形式,L为一帧数据的码元数,N为一个码元的采样点数,由于Ph范围为大于-1/2,小于1/2,所以如果计算的Ph小于0,则Ph=Ph+1.0;
一帧数据的最大抽样点为:
InterMax(i)=(Ph+i)*N+1;i=0,1,…,L-1
位同步后的正交信号如下:
I(i)=XI(InterMax(i));i=0,1,…,L-1
Q(i)=XQ(InterMax(i));i=0,1,…,L-1;
步骤S3:位同步后的I(n)、Q(n)进行加窗运算,得到Ic(n)、Qc(n),窗函数为Win(n),由Matlab生成,类型为hanning窗,长度为L,
Ic(i)=I(i)*Win(i);i=0,1,…,L-1
Qc(i)=Q(i)*Win(i);i=0,1,…,L-1
位同步后的I(n)、Q(n)写成复数形式如下:
BitSyncSym(n)=Ic(n)+j*Qc(n);
j表示复数信号的虚部份量;
步骤S4:对加窗之后的数据16次方运算BitSyncSym(n)16,然后进行FFT运算,得到FFTSym(n),FFT点数FFT_Len取值为L,调用FFTW来实现FFT运算,频率分辨率带宽为码元速率SymSample除以FFT_Len;
步骤S5:对FFT运算结果FFTSym(n)求模,计算模的最大值MaxMag对应的频率点PointOffset,PointOffset乘以频率分辨率带宽再除以16,得到频偏估计值Δf。
步骤S6:利用频偏估计值Δf对位同步后的信号进行频偏补偿,其中位同步后的信号BitSym(n)=I(n)+j*Q(n),因此频偏补偿后的信号:
FreqOffsetBitSym(n)=BitSym(n)*e-j*2*π*Δf*n。
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