CN103248593B - 频偏估计与消除方法及*** - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种频偏估计与消除***，该***包括：接收机，用以接受基带信号；模数转换器，连接接收机并将接收机接收到的基带信号的模拟信号转变成单字节信号x(n)；过零检测模块，连接模数转换器并将其输入的单字节信号x(n)的绝对值进行微分，过零检测模块输出的信号y(n)是一串与基带信号频率相关的脉冲信号；抽取滤波器，连接并接收由过零检测模块输入的脉冲信号，并输出N倍符号率的信号；直流检测模块，将抽取滤波器输入的N倍符号率的信号转换成并行的N路1倍符号率信号，之后再对N路信号同时进行采样同步和选择性滤波；频偏估计模块，将直流检测模块的输出转换为频率偏置。
Description
技术领域
本发明涉及数字无线通讯领域，尤其是信号处理领域，具体涉及一种用于通信***中，低中频过零检测接收机所接受信号的频偏估计与消除。
背景技术
在电子通信，特别是移动通信中，越来越多地采用相干解调方法，以提高通信***的性能。比如在第三代移动通信(3rd Generation，简称“3G”)标准之一的宽带码分多址(Wideband Code Division Multiple Access，简称“WCDMA”)移动通信***中，基站与移动台之间的上下行信道均采用了相干解调的信号检测方法。
相干解调的前提条件之一是接收端的解调载波必须与发送端的调制载波同频同相。而在实际应用中，由于各种原因使得接收端的解调载波不能保证与发送端的调制载波保持完全一致。首先，技术水平和发射机、接收机的体积和成本等条件都限制了收发两端本地晶振的精度和稳定性等指标；其次，对于移动通信的无线环境，发射机和接收机的相对移动所引起的多普勒效应会导致发射机和接收机之间额外的频率偏差。比如，在3G移动通信***中，当相对移动速度达到120km/h时，若载波频率处在2GHz附近，则相应地将产生约250Hz的多普勒频移。这在卫星通信中将更加显著。针对此，在实际应用中，通常采用频偏估计和纠正方法来纠正由于无线信道等原因引起的收发频率偏差，以适用于相干解调技术，提高***性能。
在无线通信环境中，由于多径传播所引起的多径衰落，将导致无线信号的畸变，不但幅度存在大范围的急剧波动，而且会叠加随机相差，这使得当前移动通信***，尤其是当采用相位调制技术时，如二相键调制(Binary PhaseShift Keying，简称“BPSK”)、四相键调制(Quaternary Phase Shift Keying，简称“QPSK”)，接收信号的解调性能对相位变化非常敏感。因此在当前移动通信***中，多采用信道估计等技术对无线信道传播引起的相位畸变进行准确估计和纠正，以提高信号解调性能。然而，信道估计等技术也要求收发双方的频偏在一定的范围内。事实上，当频偏较高时，信道估计的准确度和性能将急剧下降。因此，在多径信道环境下，也迫切需要频偏估计和纠正来进行频偏纠正，进而提高信道估计准确度和***性能。
可见，在无线通信***中，特别是多径信道环境下的移动通信***中，频偏估计和纠正方法对于收发同步、相干解调以及信道估计都是至关重要的。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于提供一种基带信号直流偏置与中频信号频率偏移之间的对应关系，通过反馈***，纠正频率偏移的方法。
本发明通过这样的技术方案解决上述的技术问题：
提供一种频偏估计与消除***，该***包括：
接收机，用以接受基带信号；
模数转换器，接收接收机接收到的将基带信号，并将其的模拟信号转变成单比特信号x(n)；
过零检测模块，对连接并接收模数转换器输入的单比特信号x(n)，并将单比特信号x(n)数字信号的绝对值进行微分，过零检测模块输出的信号y(n)是一串与基带信号频率相关的脉冲信号；
抽取滤波器，连接并接收由过零检测模块输入的脉冲信号，并输出N倍符号率的信号；
直流检测模块，将抽取滤波器输入的N倍符号率的信号，即经由抽取滤波器输出的信号，转换成并行的N路1倍符号率信号，之后再对N路信号同时进行采样同步和选择性滤波；
频偏估计模块，将直流检测模块的输出转换为频率偏置。
作为一种改进，直流检测模块包括采样同步模块，用以找出最佳采样路径，最佳采样路径的信噪比最优。
本发明还提供一种频偏估计与消除***的频偏估计方法，该方法包括以下步骤：
提供一接收机，用以接受基带信号；
提供一模数转换器，将基带信号的模拟信号转变成单字节信号x(n)；
提供一过零检测模块，对模数转换器输入的单字节信号x(n)的绝对值进行微分，过零检测模块输出的信号y(n)是一串与基带信号频率相关的脉冲信号；
提供一抽取滤波器，连接并接收由过零检测模块输入的脉冲信号，并输出N倍符号率的信号；
提供一直流检测模块，将抽取滤波器输入的N倍符号率的信号转换成并行的N路1倍符号率信号，之后再对N路信号同时进行采样同步和选择性滤波；
提供一频偏估计模块，将直流检测模块的输出转换为频率偏置。
作为一种改进，过零检测模块实现的功能如下：y(n)＝diff(abs(x(n)))，对输入的单字节信号x(n)的绝对值微分，过零检测模块输出的信号y(n)是一串与输入信号频率相关的脉冲信号。
作为一种改进，直流检测模块首先将输入的N倍符号率的信号(即经由抽取滤波器输出的信号)转换成并行的N路1倍符号率信号，之后再对N路信号同时进行采样同步和选择性滤波，串并转换的公式如下：yn(k)＝x(n+Nk)，n＝1，2...N，其中，x(n+Nk)是经由抽取滤波器输出的信号，yn(k)是转换之后的并行信号。
作为一种改进，直流检测模块包括采样同步模块，用以找出最佳采样路径，最佳采样路径的信噪比最优，其滑动相关算法为：
上式中的K为滑动相关的长度，x为1bit量化的输入信号，P则为本地前导序列，长度为M，xn为各并行的第n路1倍符号率信号。
作为一种改进，最佳采样路径的判断方法是首先在各个路径中求最值，再比较N个路径的结果。
作为一种改进，在计算最佳采样路径的同时，对N路数据进行选择性滤波。
作为一种改进，调频信号经过过零检测和抽取滤波器之后，转换成对应的幅度信号，响应的幅度为vIF-v和vIF+v，其中vIF是已知量，将消除了vIF的数据作为选择性滤波器的输入，当数据的符号位发生变化，该时刻前后的数据v(k-1)，v(k)表征的就是两个调频信号相应的幅度值，处理方式为：
dcEst(k)＝(1-α)×dcEst(k-1)+α×symDc(k)
k时刻即为输入信号的符号发生了变化的时刻，上式中的symDc(k)为k时刻对应的两个调频信号的幅度差，也就是信号的直流偏置，经过低通滤波器滤除估计误差，得到最终的直流偏置估计值dcEst，上式中的α决定了低通滤波器的带宽，选择性滤波器的最终输出取决于最佳采样路径。
作为一种改进，直流检测模块的输出通过频偏估算模块转换为频率偏置，处理方法如下：
Fs为***的ADC采样频率，dcGain则是抽取滤波器的直流增益。
与现有技术相比较，本发明具有以下优点：利用本发明的直流/频偏估计方法，可以实现多路并行比特同步并且每路都可进行实时直流/频偏补偿。本发明的直流/频偏估计通过多个数据帧的积累用于调节接收机的频率从而提高整个接受***的性能。
附图说明
图1是本发明频偏估计与消除方法的框架示意图。
图2是本发明频偏估计与消除方法中的直流检测模块的架构示意图。
图3是本发明频偏估计与消除方法中采样同步模块的架构示意图。
图4是本发明频偏估计与消除方法中选择性滤波模块的结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图详细说明本发明的具体实施方式。
在低中频过零检测接收机中，信号的频率偏移直接转换成了基带信号的直流偏移。需要通过特殊的方法检测出基带信号的直流成分，减少频率偏移对符号同步，采样同步以及信号解调的影响。
本发明就是提供一种基带信号直流偏置与中频信号频率偏移之间的对应关系，通过反馈***，纠正频率偏移的方法。
本发明利用并行检测的方法，估计低中频过零检测接收机接收到的基带信号中的直流偏置，将直流偏置转换成对应的频率偏移，利用反馈***消除接收机与发射机之间的频率偏差。如图1所示。其中，模数转换器ADC用以将模拟信号转变成单字节信号(1-bit)，以方便后续的过零检测模块进行过零检测。单位时间内信号经过零点的次数多少，可以用来衡量频率的高低。数字调频波的过零点数随不同载频而异，故检出过零点数可以得到关于频率的差异，这就是过零检测法的基本思想。过零检测模块实现的功能如下：
y(n)＝diff(abs(x(n)))
对输入的1bit数据x(n)的绝对值微分，过零检测模块输出的信号y(n)是一串与输入信号频率相关的脉冲信号。
抽取滤波器有两个作用，其一是对输入信号(频率脉冲)的积分，也可以理解为求平均；其二是对积分后的信号下采样，输出的数据速率为N倍符号速率。频率脉冲经过积分则被转换为相应的幅度信息。高频率对应高幅值，低频率对应低幅值。
如图2所示，直流检测模块首先将输入的N倍符号率的信号(即经由抽取滤波器输出的信号)转换成并行的N路1倍符号率信号。之后再对N路信号同时进行采样同步和选择性滤波。串并转换的公式如下：
yn(k)＝x(n+Nk)，n＝1，2...N
其中，x(n+Nk)是经由抽取滤波器输出的信号，yn(k)是转换之后的并行信号。
采样同步模块的目的是找出最佳采样路径，最佳采样路径的信噪比最优。因此，该路径对应的直流估计值也是最优值。图3所示的就是采样同步模块。该模块首先对输入信号进行1bit量化，在不影响性能的情况下减少复杂度。再利用与本地前导序列的相关性，找出最优的采样路径。
滑动相关的公式如下：
上式中的K为滑动相关的长度。x为1bit量化的输入信号。P则为本地前导序列，长度为M。
上式为最佳采样路径的判决公式，首先在各个路径中求最值，再比较N个路径的结果。
在计算最佳采样路径的同时，对N路数据进行选择性滤波。本专利中的选择性滤波只对发生符号位变化的数据进行滤波。对于MSK或者FSK信号来说，可以简单的理解为两个调频信号的组合：fIF+f和fIF-f。这两个调频信号经过过零检测和抽取滤波器之后，转换成对应的幅度信号，响应的幅度为vIF-v和vIF+v，其中vIF是已知量。将消除了vIF的数据作为选择性滤波器的输入，当数据的符号位发生变化，该时刻前后的数据(v(k-1)，v(k))表征的就是两个调频信号相应的幅度值。
dcEst(k)＝(1-α)×dcEst(k-1)+α×symDc(k)
k时刻即为输入信号的符号发生了变化。上式中的symDc(k)为k时刻对应的两个调频信号的幅度差，也就是信号的直流偏置。经过低通滤波器滤除估计误差，得到最终的直流偏置估计值dcEst。上式中的α决定了低通滤波器的带宽。选择性滤波器的最终输出取决于最佳采样路径。采样同步结束之后，只需要对最优采样路径的数据进行直流偏置估计。
直流检测模块的输出通过频偏估算模块转换为频率偏置，计算公式如下：
Fs为***的ADC采样频率，dcGain则是抽取滤波器的直流增益。
由于整个检测过程需要一定的收敛时间，可以利用一个或者多个数据帧来估算频偏，等数据收敛之后，再调整接收机的本振频率，以此减少频率偏移对低中频过零检测接收机解调性能的影响。
总括上述实施方式，本发明利用：
直流/频偏估算：利用抽取滤波器输出以及直流和频偏的对应关系对频偏进行实时估计，并且利用可调带宽滤波器控制跟踪速度和精度；
并行检测/最佳采样路径选择：利用并行处理，同时估计以及补偿多个假设位置采样序列，并利用输出结果和进行同步；
选择性滤波器：利用选择性滤波器选择直流估计的输入数据，排除影响精度的数据，提高直流/频偏估值的准确度。
利用本发明的直流/频偏估计方法，可以实现多路并行比特同步并且每路都可进行实时直流/频偏补偿。本发明的直流/频偏估计通过多个数据帧的积累用于调节接收机的频率从而提高整个接受***的性能。
以上所述仅为本发明的较佳实施方式，本发明的保护范围并不以上述实施方式为限，但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所作的等效修饰或变化，皆应纳入权利要求书中记载的保护范围内。
Claims (10)
1.一种频偏估计与消除***，其特征在于，该***包括：
接收机，用以接受基带信号；
模数转换器，接收接收机接收到的基带信号，并将其的模拟信号转变成单比特信号x(n)；
过零检测模块，对连接并接收模数转换器输入的单比特信号x(n)，并将单比特信号x(n)数字信号的绝对值进行微分，过零检测模块输出的信号y(n)是一串与基带信号频率相关的脉冲信号；
抽取滤波器，连接并接收由过零检测模块输入的脉冲信号，并输出N倍符号率的信号；
直流检测模块，将抽取滤波器输入的N倍符号率的信号,即经由抽取滤波器输出的信号,转换成并行的N路1倍符号率信号，之后再对N路信号同时进行采样同步和选择性滤波；
频偏估计模块，将直流检测模块的输出转换为频率偏置。
2.根据权利要求1所述的频偏估计与消除***，其特征在于，直流检测模块包括采样同步模块，用以找出最佳采样路径，最佳采样路径的信噪比最优。
3.一种权利要求1所述的频偏估计与消除***的频偏估计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
提供一接收机，用以接受基带信号；
提供一模数转换器，将基带信号的模拟信号转变成单字节信号x(n)；
提供一过零检测模块，对模数转换器输入的单字节信号x(n)的绝对值进行微分，过零检测模块输出的信号y(n)是一串与基带信号频率相关的脉冲信号；
提供一抽取滤波器，连接并接收由过零检测模块输入的脉冲信号，并输出N倍符号率的信号；
提供一直流检测模块，将抽取滤波器输入的N倍符号率的信号转换成并行的N路1倍符号率信号，之后再对N路信号同时进行采样同步和选择性滤波；
提供一频偏估计模块，将直流检测模块的输出转换为频率偏置。
4.一种如权利要求3所述的频偏估计方法，其特征在于，过零检测模块实现的功能如下：y(n)＝diff(abs(x(n)))，对输入的单字节信号x(n)的绝对值微分，过零检测模块输出的信号y(n)是一串与输入信号频率相关的脉冲信号。
5.一种如权利要求4所述的频偏估计方法，其特征在于，直流检测模块首先将输入的N倍符号率的信号转换成并行的N路1倍符号率信号，之后再对N路信号同时进行采样同步和选择性滤波，串并转换的公式如下：yn(k)＝x(n+Nk),n＝1,2…N，其中，x(n+Nk)是经由抽取滤波器输出的信号，yn(k)是转换之后的并行信号。
6.一种如权利要求5所述的频偏估计方法，其特征在于，直流检测模块包括采样同步模块，用以找出最佳采样路径，最佳采样路径的信噪比最优，其滑动相关算法为：
<mrow>
<msub>
<mi>stat</mi>
<mi>n</mi>
</msub>
<mrow>
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</munderover>
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<mi>n</mi>
</msub>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>k</mi>
<mo>+</mo>
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<mo>)</mo>
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<mo>&times;</mo>
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<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>m</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>,</mo>
<mi>n</mi>
<mo>=</mo>
<mn>1</mn>
<mo>,</mo>
<mn>2</mn>
<mo>,</mo>
<mn>..</mn>
<mi>N</mi>
<mo>;</mo>
<mi>k</mi>
<mo>=</mo>
<mn>1</mn>
<mo>,</mo>
<mn>2</mn>
<mo>,</mo>
<mo>...</mo>
<mi>K</mi>
</mrow>
上式中的K为滑动相关的长度，x为1bit量化的输入信号，P则为本地前导序列，长度为M，xn为各并行的第n路1倍符号率信号。
7.一种如权利要求6所述的频偏估计方法，其特征在于，最佳采样路径的判断方法是首先在各个路径中求最值，再比较N个路径的结果。
8.一种如权利要求7所述的频偏估计方法，其特征在于，在计算最佳采样路径的同时，对N路数据进行选择性滤波。
9.一种如权利要求8所述的频偏估计方法，其特征在于，调频信号经过过零检测和抽取滤波器之后，转换成对应的幅度信号，响应的幅度为vIF-v和vIF+v,其中vIF是已知量，将消除了vIF的数据作为选择性滤波器的输入，当数据的符号位发生变化，该时刻前后的数据v(k-1),v(k)表征的就是两个调频信号相应的幅度值，处理方式为：
dcEst(k)＝(1-a)×dcEst(k-1)+α×symDc(k)
k时刻即为输入信号的符号发生了变化的时刻，上式中的symDc(k)为k时刻对应的两个调频信号的幅度差，也就是信号的直流偏置，经过低通滤波器滤除估计误差，得到最终的直流偏置估计值dcEst，上式中的α决定了低通滤波器的带宽，选择性滤波器的最终输出取决于最佳采样路径。
10.一种如权利要求9所述的频偏估计方法，其特征在于，直流检测模块的输出通过频偏估算模块转换为频率偏置，处理方法如下：
Fs为***的ADC采样频率，dcGain则是抽取滤波器的直流增益。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CP03 | Change of name, title or address |
Address after: 201203 building 3, no.1500 Zuchongzhi Road, Pudong New Area, Shanghai Patentee after: Tailing Microelectronics (Shanghai) Co.,Ltd. Address before: 201203 3rd floor, building 21, 88 Darwin Road, Zhangjiang High Tech Park, Pudong New Area, Shanghai Patentee before: TELINK SEMICONDUCTOR (SHANGHAI) Co.,Ltd. |
|
| CP03 | Change of name, title or address |