JPH09214293A - 周波数推定回路およびそれを用いたafc回路 - Google Patents
周波数推定回路およびそれを用いたafc回路Info
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- JPH09214293A JPH09214293A JP8017673A JP1767396A JPH09214293A JP H09214293 A JPH09214293 A JP H09214293A JP 8017673 A JP8017673 A JP 8017673A JP 1767396 A JP1767396 A JP 1767396A JP H09214293 A JPH09214293 A JP H09214293A
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Abstract
の周波数をもとに、観測可能な範囲外に存在する周波数
オフセットを推定する。 【解決手段】 サンプリングされ量子化された受信パイ
ロット信号の入力データ系列を時間軸から周波数軸の信
号に変換しパワースペクトルを求める時間軸ー周波数軸
変換回路と、パワースペクトルの最大値を検索しその周
波数f1を求めるMAXサーチ回路と、求められた周波
数f1に基づいて観測可能な範囲外に存在する周波数オ
フセットの候補を演算して周波数情報fESTとして出力
する周波数演算回路を備える。
Description
体衛星通信システムにおいて受信信号を復調する復調装
置の自動周波数制御(AFC)に関するものである。
れた無変調信号の電力スペクトルを求めると、電力スペ
クトルはキャリアの周波数オフセットΔfに対応した周
波数に大きな電力レベルを持つ性質を用いて、Δfを推
定する方式が提案されている。図43は、従来の初期A
FC回路の構成例であり、例えば信学技報、IT90-99(19
90)、「ディジタルモデム研究開発の現状と今後の課
題」(武内他著、1991.1.23発行)に記載されている。
図において、1は量子化されサンプリングされた受信信
号入力、8は受信信号から信号帯域外の雑音を除去する
低域通過フィルタ(以下、LPF)、101はM相PS
Kで変調された受信信号を逓倍し変調成分を除去する逓
倍器、2は時間軸上で表現された受信信号を周波数軸上
に変換し、受信信号のパワースペクトルを求める高速フ
ーリエ変換(以下、FFT)回路、3はパワースペクト
ルの最大値を求め、最大値パワーを持つスペクトラムの
周波数を求めるMAXサーチ回路、102はMAXサー
チ回路3で求まった周波数を分周する分周器、103は
逓倍器101、FFT回路2、MAXサーチ回路3およ
び分周器102で構成される周波数推定回路、7は周波
数推定回路103で推定された周波数情報をもとに受信
信号からΔfを除去する周波数補正部である。また、図
45はサンプリングされた受信信号と離散フーリエ変換
(以下、DFTという)を行い周波数軸上に変換された
結果を示す図である。
においては、説明を簡単にするために、変調方式はM相
PSK方式とし、受信信号は複素表示されたベースバン
ド信号であるとする。また、受信信号はA/D変換によ
って量子化された離散信号であるとする。量子化されサ
ンプリング周期Tsでサンプリングされた受信信号1を
LPF8に通すことによって帯域外雑音を除去する。こ
の帯域外雑音の除去された信号は逓倍器101でM逓倍
される。M逓倍により更に変調成分が除去されて無変調
信号となる。雑音および変調成分が除去された信号は、
FFT回路2で高速フーリエ変換され時間領域信号から
周波数領域の信号に変換される。さらに周波数領域に変
換された信号を2乗することにより受信信号の電力スペ
クトルを求める。FFT回路2の出力は、サンプリング
周期Tsにより決まる周波数範囲の電力スペクトラムを
出力する。なお、FFT回路2においては、量子化され
た離散信号に対して、FFTを行い、受信信号のパワー
スペクトルを求めているので、受信信号のパワースペク
トルは離散信号である。
た受信信号は上で述べたように無変調信号であるので、
電力スペクトルは、図44に示すように周波数オフセッ
トΔfに相関のある周波数でピークを持つ。よって、電
力スペクトルが最大であるスペクトラムの周波数を求め
ることによりΔfを推定することができる。MAXサー
チ回路3では、FFT回路2で時間領域から周波数領域
に変換されたパワースペクトラムの中から電力スペクト
ラムが最大の値を持つスペクトラムを検索し、そのスペ
クトラムの周波数を求める。ただし、FFT回路2で求
まった周波数は逓倍器101でM逓倍されているので、
実際の周波数オフセットΔfのM倍の周波数が観測され
ることになる。したがって、実際の周波数オフセットΔ
fを求めるために分周器102でM分周し、実際の周波
数オフセットΔfを求める。そして、周波数補正部7で
推定された周波数情報をもとに受信信号の周波数補正を
行う。
明する。図45(a)はサンプリングされた受信信号を
示す図である。受信信号のサンプリングにおいては、復
調のことを考慮し、一般にシンボルレートTのm倍でオ
ーバーサンプリングする。図45(b)は、m倍でオー
バーサンプリングされたLシンボル分のデータ系列がD
FT回路3で時間領域の信号から周波数領域の信号に変
換された信号を示す図である。ここで、観測可能な周波
数範囲および周波数間隔は、ナイキスト定理により、 周波数範囲:−fs/2〜fs/2 (1) (fs=1/Ts=m/T) 周波数間隔:1/(L・T) T:シンボル周期 Ts:サンプル周期 m:オーバーサンプル数 L:シンボル数 と求まる。従って、オーバーサンプル数や処理シンボル
数は、システム全体から要求される周波数範囲や周波数
間隔に対応させて設定していた。
ンプリングした時、FFTの特性である折り返し現象を
説明する図である。この折り返し現象はfs毎に周期的
におき、受信信号をDFTすると、観測可能な周波数範
囲−fS/2からfS/2の範囲には、範囲外の成分も加
算される(折り返し雑音が加わる)ことになる。したが
って、観測したい範囲外の信号をカットするために、図
43のように周波数推定回路103を通す前に図47に
示すような伝達関数を持つLPF8を入れている。LP
F8の伝達関数は周波数観測範囲外の成分をカットする
ように設定される。
シンボル周期Tは一定値であるので、式(1)より周波
数推定における推定精度を良くするためにはシンボル数
Lを大きくし、また周波数範囲を広げるためにはオーバ
ーサンプル数mを大きくする必要がある。したがって、
高精度、広範囲動作のAFCを作る場合には、データ量
が増加し、これに伴い演算量が増加するという問題点が
ある。また、使用する素子によっては、処理量に限界が
あり、要求される仕様を満たすことができないという問
題、さらには、周波数オフセットΔfが観測範囲外の場
合では、推定できないという問題がある。
めになされたもので、DFT特有の現象である「折り返
し」現象に着目し、少ない演算量で高精度、広範囲動作
の周波数推定回路を実現することを目的とする。更に、
DFTを行うにあたりサンプル値信号から間引きを行う
ことで、より少ない演算量で高精度、広範囲動作の周波
数推定回路を実現することを目的とする。また、さらに
は、これら推定回路を用い高精度、広範囲動作のAFC
回路を実現することを目的とする。
推定回路は、受信信号を時間軸上でサンプリングし得ら
れた入力データ系列を周波数軸上のパワースぺクトラム
に変換する時間軸ー周波数軸変換回路と、この変換回路
で周波数軸上に変換されたデータ系列の最大値を示すパ
ワースぺクトラムの周波数をサンプリング周波数から決
まる観測可能な周波数範囲で求めるMAXサーチ回路か
ら成る周波数検出回路と、この周波数検出回路で求めら
れた周波数に基づいて受信信号のキャリアのオフセット
周波数情報を出力する周波数演算回路を備える。
信号を異なるサンプリングレートでサンプリングし得ら
れた複数のデータ系列をそれぞれのデータ系列に対応し
て周波数軸上のパワースぺクトラムに変換する時間軸ー
周波数軸変換回路と、この変換回路で変換されたパワー
スぺクトラムの最大値に対応する周波数を求めるMAX
サーチ回路から成る周波数検出回路と、この周波数検出
回路で求められた周波数に基づいて受信信号のキャリア
のオフセット周波数を演算により推定し周波数情報を出
力する周波数演算回路を備える。
るサンプリングレートでサンプリングして得られた複数
のデータ系列に時間差を与えた後時間軸ー周波数変換を
行うようにした。
プリングされた入力データ系列からa(整数)サンプル
毎に所定間隔でデータを間引いて新たなデータ系列を生
成する間引き回路と、この間引き回路の出力データ系列
を周波数軸上のパワースペクトラムに変換する時間軸ー
周波数軸変換回路と、この変換回路で変換されたスぺク
トラムの最大値に対応する周波数を求めるMAXサーチ
回路から成る周波数検出回路と、この周波数検出回路の
出力周波数に基づいて受信信号のキャリアのオフセット
周波数を演算により推定し周波数情報を出力する周波数
演算回路を備える。
プリングされた入力データ系列から夫々異なる間隔でデ
ータを間引いて新たな異なるデータ系列を生成する複数
の間引き回路と、これら複数の間引き回路の出力データ
系列に対応して時間軸信号から周波数軸信号へ変換する
時間軸ー周波数軸変換回路と、この時間軸ー周波数軸変
換回路の出力に対応してパワースペクトルの最大値を検
索し、その周波数を求めるMAXサーチ回路とで構成さ
れる周波数検出回路と、これらの新たなデータ系列に対
応する周波数検出回路の出力周波数に基づいてキャリア
のオフセット周波数を演算により推定し周波数情報を出
力する周波数演算回路を備える。
データ系列からaサンプル毎に所定間隔で間引いて新た
なデータ系列を生成する間引き回路と、この新たなデー
タ系列を時間軸信号から周波数軸信号に変換しパワース
ペクトルを求める第1の時間軸ー周波数軸変換回路と、
求められたパワースペクトルの最大値を検索し対応する
周波数を求める第1のMAXサーチ回路と、第1のMA
Xサーチ回路で求められた前記周波数に基づいてキャリ
アのオフセット周波数を演算により推定し周波数情報を
出力する第1の演算回路と、入力データ系列を時間軸ー
周波数軸変換し前記第1の周波数演算回路の周波数情報
に該当する周波数のパワースペクトラムを求める第2の
時間軸ー周波数軸変換回路と、第2の時間軸ー周波数軸
変換回路の出力パワースペクトラムの最大値を検索し対
応する周波数を求める第2のMAXサーチ回路と、前記
MAXサーチ回路の出力周波数に基づいてキャリアのオ
フセット周波数を演算により推定し周波数情報を出力す
る周波数演算回路を備える。
プリングされた入力データ系列からサンプリング個数が
入力データ系列の1/b(自然数)になるよう入力デー
タ系列から連続してデータを抜き出して新たなデータ系
列を生成する間引き回路と、間引き回路で生成された新
たなデータ系列を時間軸信号から周波数軸信号に変換し
てパワースペクトラムを求める時間軸ー周波数軸変換回
路と、前記時間軸ー周波数軸変換回路で求められたパワ
ースペクトルの最大値を検索し対応する周波数を求める
MAXサーチ回路から成る周波数検出回路を備える。
プリングされた入力データ系列からサンプリング個数が
入力データ系列の1/b(自然数)になるよう入力デー
タ系列から連続してデータを抜き出して新たなデータ系
列を生成する間引き回路と、前記間引き回路で生成され
た新たなデータ系列を時間軸信号から周波数軸信号に変
換しパワースペクトラムを求める第1の時間軸ー周波数
軸変換回路と、前記時間軸ー周波数軸変換回路で求めら
れたパワースペクトルの最大値を検索し対応する周波数
を求める第1のMAXサーチ回路と、前記入力データ系
列を時間軸信号から周波数軸信号に変換し前記第1のM
AXサーチ回路で求められた周波数情報の近傍の周波数
のパワースペクトラムを求める第2の時間軸ー周波数軸
変換回路と、前記第2の時間軸ー周波数軸変換回路のパ
ワースペクトラムの最大値を検出し対応する周波数を求
める第2のMAXサーチ回路から成る周波数検出回路を
備える。
プリングされた入力データ系列からそれぞれ異なる間隔
でデータを間引いて新たな異なるデータ系列を作成する
第1および第2の間引き回路と、前記第1および第2の
間引き回路の出力データ系列に対して時間軸信号から周
波数信号に変換しパワースペクトルを求める第1および
第2の時間軸ー周波数軸変換回路と、前記第1および第
2の時間軸ー周波数軸変換回路の出力パワースペクトル
の最大値を検索し周波数を求める第1および第2のMA
Xサーチ回路と、前記第1および第2のMAXサーチ回
路の出力周波数に基づいて演算する第1の周波数演算回
路とからなる多入力周波数検出回路と、前記入力データ
系列を時間軸信号から周波数軸信号に変換し前記多入力
周波数検出回路の出力周波数近傍のパワースペクトルを
求める第2の時間軸ー周波数軸変換回路と、前記求めら
れたパワースペクトルの最大値を検索しその周波数を出
力する第3のMAXサーチ回路とからなる2次周波数検
出回路と、前記2次周波数検出回路の出力周波数に基づ
いて受信信号のキャリアのオフセット周波数を演算によ
り推定し周波数情報を出力する第2の周波数演算回路を
備える。
波数検出回路の出力を周波数補間するようにした。
から、送信信号を復調する復調器において、受信信号の
パワースペクトルに基づいてキャリアのオフセット周波
数Δfを推定する請求項1乃至請求項9記載のいづれか
の周波数推定回路と、前記周波数推定回路から出力され
る複数個の周波数情報に基づいて前記受信信号から前記
周波数オフセットΔfを除去して複数個の復調データ系
列を作成する周波数補正部と、前記周波数補正部から出
力される複数個の復調データ系列を用いて周波数の同期
を判定する判定回路とを備える。
こで、従来例においては、受信信号はM相PSKで変調
された変調信号であった。受信信号が変調信号の場合に
は、図43のように変調成分を除去するような逓倍器
や、推定された周波数を分周する分周器が必要である
が、これらの有無は以下で説明する発明においては影響
を与えない。よって、以下では説明を簡単にするために
受信信号は無変調のパイロット信号であるとする。変調
信号に対して構成する場合には、図43のように逓倍
器、分周器を用いるものとする。以下の実施の形態で
は、受信サンプル信号の時間領域−周波数領域への変換
は、一例としてDFTを用いる。最終的に周波数推定回
路から出力されるキャリアの周波数オフセット(以下、
Δfという)を推定する候補となる周波数情報をfEST
と呼ぶ。更に、Δfの存在範囲は fL≦Δf≦fU fL:Δfの存在範囲の下限 fU:Δfの存在範囲の上限 であるとする。
合に適用できる周波数推定回路の構成図である。図3は
周波数推定回路4の動作のフローチャートである。1は
サンプリングされ量子化された入力信号(サンプル値信
号)、2は時間領域で表現された受信信号を周波数領域
に変換し、受信信号のパワースペクトルを求めるDFT
回路、3はパワースペクトルの最大値を検索し、最大値
を示すスぺクトラムの周波数を求めるMAXサーチ回
路、5はDFT回路2およびMAXサーチ回路3で構成
される周波数検出回路、60は周波数検出回路5で求ま
った周波数情報f1をもとに折り返しを考慮してΔfの
候補となる周波数を推定する周波数演算回路(1)、4
は周波数演算回路(1)60および周波数検出回路5で
構成される周波数推定回路である。
る。今、Δfが必ずしも観測範囲内にあるとは限らない
とする。DFT回路2は、入力されるサンプリングされ
た受信のデータ系列1を時間軸信号から周波数軸上の離
散信号に変換し(ステップ102)、変換された離散信
号に対して2乗を行ってパワースペクトルを求める(ス
テップ103)。DFT回路2から出力されるパワース
ペクトラムはMAXサーチ回路3に入力される。MAX
サーチ回路3では、観測範囲(−fS/2から+fS/
2)内で、この入力されたパワースペクトルのパワーレ
ベルの最大値を検索し(ステップ104)、パワースペ
クトルが最大となるスペクトラムの周波数f1を求めて
出力する(ステップ105)。そして、周波数演算回路
60ではMAXサーチ回路3で求められた周波数f1に
対して次式の演算を行い、Δfの推定値fESTとしてを
出力する(ステップ106)。 fEST=f1+m・fS (2) m:fL≦(f1+m・fS)≦fUを満たす整数 周波数演算回路60では、式(2)をもとに複数個の周
波数情報fESTを出力する。ここで、本来、周波数オフ
セットの候補として推定されるfESTは1つであるが、
周波数演算回路60では、式(2)におけるmを決定す
ることができないので、複数個の候補周波数(図2
(b)のf1−2fS、f1−fS、f1、f1+fS等)を
推定して出力することになる。
ンプリングレートでサンプリングした2系列のデータ系
列の推定回路の構成図である。図において、63は推定
された2つの周波数情報をもとにΔfを推定する周波数
演算回路(2)、DFT回路2a、2bとMAXサーチ
回路3a、3bは実施の形態1に記載されたものと同じ
である。
る。受信信号からデータ系列作成時の2つのサンプリン
グレートを各々fS1、fS2とすると、サンプリングされ
た2つの入力データ系列1a、1bに対してDFT回路
2a、2bでDFTを行った結果を各々DFT1、DF
T2と呼ぶ。図5はこのDFT結果を示す図で、サンプ
リングレートfS1から決まる観測可能範囲内にΔfが縮
退されたf11として、またサンプリングレートfS2から
決まる観測可能範囲内にΔfが縮退されたf12として現
れていることを示している。MAXサーチ回路3aとM
AXサーチ回路3bでは、観測可能範囲内で最大パワー
のスペクトルを検出し、その周波数をf11、f12として
出力する。ここで検出された周波数を各々f11、f12か
ら、折り返しを考慮することにより、Δfは fEST=f11+n1・fS1 (3) fEST=f12+n2・fS2 (4) n1、n2: fL≦(f11+n1・fS1、f12+n2・fS2)≦fUを満
たす整数 と推定することができる。従って、周波数演算回路
(2)61では、MAXサーチ回路3a、3bから出力
される周波数情報f11とf12を用いて式(5)を解くこ
とによりfESTを求める。 f11+n1・fS1≒f12+n2・fS2 (5) ここでも実施の形態1と同様に、周波数推定部では
n1、n2を一意に決定することができないので、複数個
の候補を出力することになる。
ほぼわかっており、Δfの存在範囲外の成分をカットす
るようなLPFを用い、入力系列を2系列とした周波数
推定回路の構成図である。図において、8は観測したい
範囲内の信号を通過させるような伝達関数を有するLP
Fであり、入力信号1a、1b、DFT回路2a、2
b、MAXサーチ回路3a、3b、および周波数演算回
路(2)63は実施の形態2に記載されたものと同じで
ある。
様にして観測可能な範囲内でΔfを求めるが、Δfの存
在範囲はLPFの通過帯域内であるので、式(3)およ
び式(4)におけるn1、n2の条件は以下のようにな
る。 n1、n2:(|fEST|≦LPFの通過帯域)を満たす
整数 したがって、周波数演算回路(2)61ではこの条件を
満たすn1、n2を求めることで、Δfを推定することが
でき、推定値を周波数情報fESTとしてを出力する。な
お、2つのLPF8a、8bの通過帯域幅は異なっても
良い。
差を持たせて周波数推定を行う推定回路の構成図であ
る。ここでは、実施の形態2記載の周波数推定回路に時
間差回路としてセレクタ30を適用する場合を例に説明
する。図8は2系列の入力に時間差を持たせる場合の動
作を説明する図、図9は動作を示すフローチャートであ
る。図7において、30は2系列の入力に時間差を与え
るために設けられたセレクタであり、周波数推定回路5
および周波数演算回路(2)63は実施の形態2に記載
されたものと同じである。
る。実施の形態2および実施の形態3においては、受信
信号を異なるサンプリングレートでサンプリングしてい
るが、DFT回路2a、MAXサーチ回路3aで処理さ
れるデータとDFT回路2b、MAXサーチ回路3bで
処理されるデータは同時刻のものであった。ここで、Δ
fが時変でない場合、または、データをサンプリングし
ている間において変化しないような場合、2つの入力デ
ータ系列に時間差を持たせて作成する。セレクタ30は
DFT回路2a、MAXサーチ回路3a側を選択し(ス
テップ110)、データ系列1aからf11を出力する
(ステップ111)。つぎに、セレクタ30でDFT回
路2b、MAXサーチ回路3b側を選択し(ステップ1
12)、データ系列1bからf12を出力する(ステップ
113)。図8はこの実施の形態でのデータ系列のDF
T回路への入力の間引きに時間差を持たせる一例を示
す。このように入力データ系列に時間差を持たせること
によって、2つの入力データ系列のノイズの相関は、同
じ受信信号から作成する場合の相関に比べて小さくなる
ので、よりノイズの影響を小さくすることができ、誤検
出を減らし、かつ、より精度良くΔfの推定を行うこと
ができる。
リングされたデータ系列から一定間隔でデータを抽出し
新たなデータ系列を作成して周波数推定を行う周波数推
定回路の構成図である。41は間引き回路である。この
間引き回路41は入力データ系列1のサンプル数Nから
aサンプルに1個づつ一定間隔でデータを抽出し、新た
にデータ系列2を作成する。ここで、aはサンプル数N
の約数とする。その他の構成は、先の実施の形態で説明
したものと同等である。ここで、間引き回路41、DF
T回路2及びMAXサーチ回路からなる構成を間引き・
周波数検出回路51と呼称する。
説明する。間引き回路(1)41ではサンプリング周期
TSでサンプリングされたデータ系列1のサンプル数N
からaサンプル毎に1個づつ一定間隔でデータを抽出し
て、サンプリング周期aTSの新たなデータ系列2を作
成する(ステップ115)。DFT回路2では新たなデ
ータ系列2を時間軸信号から周波数軸信号に変換し(ス
テップ116)、2乗操作を行ってパワースペクトラム
を求める(ステップ103)。MAXサーチ回路3で
は、最大レベルを持つパワースペクトラムを検索し最大
値パワースペクトラムの周波数f2を求め出力する(ス
テップ117)。ここで、データ系列1からaサンプル
毎にデータを抽出し新たなデータ系列2を作成しDFT
を行う場合とデータ系列1をそのままDFTする場合に
ついて図11で説明する。サンプリング周期TSでサン
プリングされたデータ系列1のNサンプルについてみ
る。このデータ系列1からa(aはNの約数)サンプル
数毎にデータを抽出しサンプリング間隔がa倍となった
データ系列2を時間軸ー周波数軸変換した結果を、デー
タ系列1をそのまま時間軸ー周波数変換した結果と比べ
るとデータ系列2に対する観測範囲はデータ系列1に対
する観測範囲の1/a倍になる。しかし、周波数間隔は
データ系列1を時間軸ー周波数軸変換した場合と同じで
ある。
例を示す。図のように間引きによってデータ系列2に対
する観測範囲はデータ系列1に対する観測範囲の1/4
になっているが、実施の形態1のように折り返しを考慮
することで、データ系列1に対する観測範囲と同じ範囲
内のΔfを推定することができる。すなわち、MAX回
路3で検出された周波数をf2とすると、 fEST=f2+m・fS/a (5) m:(fL≦f2+m・fS/a≦fU)を満たす整数 と表すことができる。周波数演算回路62は、式(5)
の演算を行い、fESTをΔfを推定する周波数情報とし
て出力する。周波数演算回路62では式(5)における
mを決定することができないので、複数個の候補を出力
することになる。
ほぼわかっており、Δfの存在範囲外の成分をカットす
るようなLPFを用いた周波数推定回路の構成図であ
る。図において、入力データ系列1、間引き・周波数検
出回路51、周波数演算回路(3)62は実施の形態5
に記載されたものと同じであり、LPF8は実施の形態
3に記載されたものと同じである。
合も実施の形態5と同様にして、周波数演算回路(3)
62ではf2を用いてΔfを推定するが、式(5)にお
いてmの条件は m:(|fEST|≦LPFの通過帯域)を満たす整数 となる。この条件を満たすようにmを求め、fESTを周
波数情報として出力する。ここでも実施の形態1と同様
に、周波数演算回路(3)62では式(5)におけるm
を決定することができないので、複数個の候補を出力す
ることになる。
2系列の間引き回路で間引いて周波数推定する周波数推
定回路の構成図である。図において、1は入力データ系
列、51は間引き・周波数検出回路で前の実施の形態で
説明したものである。また、61は間引き・周波数検出
回路51の出力をもとに演算を行う周波数演算回路であ
る。ここで、図の構成を多入力周波数推定回路と呼称す
る。
・周波数推定回路51では、データ系列1から互いに素
となるような間隔p、qでデータ抽出を行い、新たに2
つのデータ系列2(以下、各々データ系列2a、データ
系列2b)を作成する(ステップ121)。そして、デ
ータ系列2a、データ系列2bに対してDFTを行い、
最大値のパワースペクトラムから各々の周波数観測可能
な範囲内でΔfに対応する周波数を検出する(ステップ
122)。検出された周波数を各々f21、f22とすれ
ば、折り返しを考慮することにより、Δfの推定値は fEST=f21+n1・fS/p (6) fEST=f22+n2・fS/q n1、n2:(fL≦fEST≦fU)を満たす整数 と表すことができるので、式(7)を満たすn1、n2を
求めることで、Δfを推定することができる。 f21+n1・fS/p=f22+n2・fS/q (7) 周波数演算回路(2)63ではf21、f22を用いて式
(7)を解くことにより、Δfを推定し、推定値を周波
数情報fESTとしてを出力する(ステップ123)。こ
こでも実施の形態1と同様に、周波数推定部では式
(7)におけるn1、n2を決定することができないの
で、複数個の候補を出力することになる。
がほぼわかっており、Δfの存在範囲外の成分をカット
するようなLPF8を用いた多入力周波数推定回路の構
成図である。
様にして周波数演算回路(2)63では式(7)を用い
てΔfの推定を行うが、式(7)において、n1、n2の
条件は、 n1、n2:(|fEST|≦LPFの通過帯域)を満たす
整数 となる。
系列1から3サンプル、4サンプル間隔でデータ抽出を
行い、新たに2つのデータ系列を作成し、これらのデー
タ系列に対してDFTを行う。周波数観測範囲は各々、
全データを用いた場合の1/3、1/4となる(周波数
解像度は同じ)ので、LPFの通過帯域を観測範囲1と
し、図のように観測範囲1を|f|≦60 Hzとすれば、
各々の観測範囲は|f|≦20 Hz 、|f|≦15 Hz とな
る。ここで、推定された周波数が各々 f21=15 Hz f22=−5 Hz であったとすると、式(7)は 15+n1・40=−5+n2・30 となる。周波数演算回路(2)63は、式(7)を解く
ことにより、 n1=1 n2=2 となり fEST=55 Hz と求まる。
の形態を示す周波数推定回路の構成図、図20は動作を
説明する図、図21は動作を示すフローチャートであ
る。図19において、70はDFT回路2およびMAX
サーチ回路3で構成される2次周波数推定回路(1)で
あり、63は間引き・周波数検出回路で推定された周波
数情報を用いて、観測範囲1内のΔfを推定し、複数個
の周波数情報を出力する周波数演算回路(4)である。
入力データ系列1、DFT回路2、MAXサーチ回路3
および周波数演算回路(1)60は実施の形態1に記載
されたものと同じであり、間引き・周波数検出回路51
は実施の形態5に記載されたものと同じである。
明する。入力データ系列1から間引き・周波数検出回路
51でaサンプル毎に所定間隔でデータを間引いてデー
タ系列2を作成し(ステップ115)、このデータ系列
2を時間軸ー周波数変換し最大パワーレベルのスペクト
ラムの周波数を求めf2として出力する(ステップ11
8)。そして、このf2をもとに周波数演算回路63で
演算を行い周波数情報をfEST出力する(ステップ12
0)。ここでは、周波数範囲1内ではa個の候補が残る
ことになる。ここでは、更にこの折り返しを用いて周波
数範囲1外も観測しようとしているので、例えば観測範
囲1のn(n:整数)倍の範囲を観測しようとした場合
には、Δfの候補はa×n個となってしまう。よって以
下のような手法で候補を減らす。しかし、データ系列1
を用いれば、Δfは観測範囲1内にあるので推定でき
る。したがって、ここでは、まず実施の形態2と同様に
して複数個のfESTを求める。図20にa=4の場合の
一例を示す。DFT回路2では、周波数演算回路(4)
63から出力されるfESTをもとにΔfに該当する4個
の周波数についてのみデータ系列1を用いて改めてDF
Tを行い、パワースペクトルを求める。MAXサーチ回
路3では4個のパワースペクトルの中で最大となるもの
を検索し、パワースペクトルを最大にする周波数(図2
0中、左から2個目)を出力する。この周波数がf1で
ある。このように、2次周波数推定回路(1)70を用
いることで候補の数を1/aに減らすことができる。後
段の周波数演算回路(1)60では、f1を用いて式
(5)の演算を行い、観測範囲1外も含めてΔfを推定
し、改めて推定値をfESTとして出力する(ステップ1
06)。ここでも前述したと同様に、周波数推定回路で
は式(5)におけるmを決定することができないので、
複数個の候補を出力することになる。
囲がほぼわかっており、Δfの存在範囲外の成分をカッ
トするようなLPFを用いた周波数推定回路の構成図で
ある。図22は第6の発明の実施の形態を示す周波数推
定部の構成図である。図おいて、LPF8は実施の形態
3に記載されたものと同じであり、入力データ系列1、
間引き・周波数検出回路51、周波数演算回路(1)6
0、周波数演算回路(4)63および2次周波数検出回
路(1)70は実施の形態9に記載されたものと同じで
ある。動作について説明する。Δfの存在範囲がほぼわ
かってるので、Δfの存在範囲はLPFの通過帯域内で
ある。したがって、周波数演算回路(1)60での演算
はLPF8の通過帯域内で行えばよい。すなわち、周波
数演算回路(1)60は、前述の式(5)においてmの
条件は m:(|fEST|≦LPFの通過帯域)を満たす整数 である演算を行って周波数情報fESTを出力する。
施の形態を示す周波数検出回路(2)の構成図である。
図において、44はサンプル個数がデータ系列1の1/
b倍になるように、データ系列1から連続してデータを
抜き出し、新たにデータ系列3を作成する間引き回路
(2)、21は間引き回路(2)44および周波数検出
回路5で構成される周波数推定回路(2)である。周波
数検出回路5は実施の形態1に記載されたものと同じで
ある。
間引き回路(2)44では、サンプル個数がデータ系列
1の1/b倍になるように、データ系列1から連続して
データを抜き出してデータ系列3を作る。周波数推定回
路5ではデータ系列3に対して時間軸ー周波数軸変換を
行い最大値のパワースペクトラムの周波数を求めて、Δ
fを推定し、推定値をf3とする。図24は、データ系
列1と間引きを行ってサンプル個数が1/bの新たに作
成したデータ系列3に対してそれぞれDFTを行った結
果を比較した図である。図23(a)はサンプリング周
期TSのN個のサンプルのデータ系列1である。また、
同図(b)はデータ系列1から1/b倍になるように連
続して間引いて作成されたデータ系列3である。このデ
ータ系列1とデータ系列3をそれぞれDFTした結果が
同図(c)および(d)である。これはDFTの性質で
ある。データ系列3のDFT結果は、観測範囲はデータ
系列1をDFTした結果の1/TSと同じであるが、周
波数間隔はb倍のb/NTSになる。従って、間引きに
より演算量は減少するが、周波数検出回路5における周
波数推定精度は、データ系列1に対してDFTを行う場
合よりも悪くなるが、この実施の形態における周波数検
出回路(2)21は大まかに周波数推定する場合に用い
るのに適している。
施の形態を示す周波数検出回路の構成図である。図にお
いて、44は間引き回路(2)、5は周波数検出回路、
71は2次周波数検出回路(2)である。そして、この
構成を周波数検出回路(3)22とする。図26は動作
を説明する図、図28は動作を示すフローチャートであ
る。図25において、71はDFT回路2およびMAX
サーチ回路3で構成される2次周波数推定回路(2)で
あり、間引き回路(2)44および周波数推定回路5は
実施の形態11に記載されたものと同じである。
明する。間引き回路(2)44では、実施の形態11と
同様にしてデータ系列1からデータを間引いて1/b倍
になるようにデータ系列3を作る(ステップ127)。
周波数検出回路5ではデータ系列3に対してDFTを行
い最大パワーレベルのスペクトラムの周波数を求め周波
数情報f3を出力する(ステップ128)。2次周波数
推定回路(2)71ではデータ系列3のDFT結果をも
とに推定されたf3と入力データ系列1からf3近傍につ
いてのみ再びDFTを行い周波数推定結果を周波数情報
fESTとして出力する(129)。図26にb=4の場
合の一例を示す。図のように周波数検出回路5のDFT
結果は間引きによって周波数間隔は4倍になっているの
で、2次周波数検出回路(2)はf3近傍の周波数(図
26では、f3−1〜f3+1の計9個の周波数)につい
てデータ系列1を用いて改めて推定を行う。2次推定で
は周波数間隔は1/4になっているので、データ系列3
を用いる場合より、高精度で推定することができる。
形態12を実施の形態1に適用した周波数推定回路の構
成図である。図において、1は入力データ系列、22は
周波数検出回路(3)22、60は周波数演算回路
(1)である。また、図29は動作を示すフローチャー
トである。
(3)22は入力データ系列1からデータを間引いてデ
ータ系列1のサンプル数Nに対してサンプル数が1/b
になるようにデータ系列3を作成し(ステップ12
7)、このデータ系列3に対して時間軸ー周波数軸変換
を行い最大パワーレベルのスペクトラムの周波数を求
め、f3を求める(ステップ128)。そして、f3の近
傍についてのみ再びDFTを行い周波数情報をfESTと
して出力する(ステップ129)。周波数演算回路
(1)60では、折り返しを考慮し、実施の形態1と同
様にしてΔfを推定し、周波数情報fESTを推定する
(ステップ130)。
の形態を示す周波数推定回路の構成図である。ここで
は、実施の形態11または実施の形態12で説明した周
波数検出回路を実施の形態10記載の周波数推定回路に
適用する場合を例に説明する。図において、入力データ
系列1、周波数演算回路(1)60、周波数演算回路
(4)63および2次周波数推定回路(2)71は実施
の形態10に記載されたものと同じであり、間引き回路
(1)41は実施の形態5に記載されたものと同じであ
り、周波数推定回路5、間引き回路(2)44は実施の
形態11に記載されたものと同じである。
データ系列1を間引き回路(1)41および間引き回路
(2)44に通すことで、新たなデータ系列を作成す
る。このデータ系列にDFTを行うと、DFT結果は前
に述べたDFTの性質1および性質2の両方を適用でき
ることになるので、周波数推定回路5で推定される周波
数はデータ系列1にDFTを行った結果と比較すると、
演算量は少なくなっているが、推定されたΔfは観測範
囲2内に縮退しかつ解像度は悪い。よって2次周波数推
定回路(2)71では、周波数演算回路(4)65で推
定された周波数近傍について、データ系列1を用いて改
めて推定を行い、周波数情報fESTを推定する。ここ
で、間引き回路(1)41と間引き回路(2)44の順
序はどちらが前でも良く、また両者の間引きを同時に行
っても良い。
の形態を示す周波数推定回路の構成図である。この実施
の形態は、実施の形態7の周波数推定回路に実施の形態
12記載の2次周波数検出回路を適用した場合の実施の
形態である。図において、間引き・周波数検出回路5
1、周波数演算回路(2)63および多入力周波数推定
回路28は実施の形態7に記載されたものと同じであ
り、2次周波数推定回路(2)71は実施の形態12に
記載されたものと同じであり、周波数演算回路(1)4
は実施の形態1に記載されたものと同じである。
入力データ系列1は、二つの間引き・周波数検出回路5
1で互いに素となるような間隔でデータを間引いてデー
タ系列2を作成する。それぞれのデータ系列に対し時間
軸周波数変換を行いデータ系列2のパワースペクトルを
最大にする周波数の近傍の周波数や、パワースペクトル
の大きい方からの幾つかのパワースペクトルに対応する
周波数をf21、f22として出力する。このf21、f22に
基づいて周波数演算回路61は式(7)の演算を行い、
複数の周波数情報f1を出力する。そして、2次周波数
推定回路(2)71では、入力データ系列1を時間軸周
波数軸変換した結果に対し、周波数演算回路61からの
周波数情報f1の近傍のパワースペクトラムを求めて最
大値パワースペクトラムの周波数を出力する。周波数演
算回路(1)60では、この周波数情報に基づいて観測
範囲1以外の推定を行うため式(2)の演算を行い、推
定した周波数情報fESTを出力する。
ットがほぼわかっている場合の、前述の実施の形態にL
PF8を備えた実施形態である。
波数検出回路28、2次周波数検出回路(2)71の動
作は前述の実施の形態と同じである。本実施の形態場合
にはキャリアの存在範囲がほぼわかっているので、入力
データ系列を1をサンプリングしているサンプリング周
期で決まる観測範囲内の周波数推定でよい。したがっ
て、周波数演算回路(1)は多入力周波数検出回路28
の出力情報に基づいて式(2)の演算においてmの条件
は m:(|fEST|≦LPFの通過帯域)を満たす整数 について演算を行いfESTを出力する。
路に周波数補間を備えた周波数検出回路の構成図であ
る。図は実施の形態1の検出回路に周波数補間回路を適
用した実施形態を示す。
びMAXサーチ回路3では、データ系列1のパワースペ
クトルを用いて周波数推定を行う。ここで、従来はパワ
ースペクトルを最大とする周波数を周波数情報f1とし
て出力していたが、DFTの結果、観測できる周波数は
離散値であるので、Δfが周波数観測点と一致しない場
合には、推定誤差を生じる。このため、さらに精度をあ
げて推定するため最大値パワースペクトラムから求めら
れたMAXサーチ回路3の出力周波数に対して補間を行
う。ここでの補間は一例としてラグランジェの2次補間
を用いる。図34に補間の動作を説明する図を示す。図
において、f1が最大になったとする。周波数補間回路
20では、f1における電力値と、f1に隣接する2点
(f1−1、f1+1)各々における電力値の3つの電力
値に対して補間を行い、本来電力がピークとなるはずの
周波数を推定する。周波数補間回路20はこのようにし
て補間を行い、補間により求まった周波数を改めてf1
として出力する。
きた周波数推定回路を適用した第11の発明の実施の形
態を示すAFC回路の構成図である。図において、1は
入力データ系列、4は周波数推定回路で実施の形態1で
説明した推定回路を適用している。7は受信信号を補正
する周波数補正部、29は同期判定を行う判定回路であ
る。
ャートを参照しながら説明する。周波数推定回路4では
入力データ系列1を時間軸ー周波数軸変換しパワースペ
クトルを求め最大パワーを持つスペクトラムの周波数を
求めて、所定の式(この場合は式(2)となる)で周波
数演算を行ってΔfを推定し複数個の周波数情報fEST
を出力する(ステップ132)。周波数補正部7では複
数個の周波数情報fESTを用いて入力される入力データ
系列1からΔfを除去し(ステップ133)、複数個の
復調データ系列を作成する。判定回路29では、周波数
補正部から出力される複数個の復調データ系列を用いて
周波数の同期を判定し(ステップ134)、周波数補正
部へ判定結果を出力する。ここで、周波数補正部7につ
いてさらに詳細に説明する。図37は周波数補正部7の
構成の一例を示す図である。fEST−Δθ変換器81で
は、周波数推定回路4から出力されたfESTをもとにΔ
θを求める。逆位相発生回路82では、fE ST−Δθ変
換器81で求められたΔθを用いて各サンプル点の位相
逆回転量を求める。位相逆回転回路83では、受信デー
タ系列1と、各データに対応する回転量をもとに受信デ
ータ系列の位相変動量を除去する。これにより、Δfは
除去される。そして、Δfが除去された受信信号を復調
データとして判定回路29と後段の復調部へ出力する。
つぎに、複数個の周波数情報fESTを用いて受信信号1
からΔfを除去し、複数個のデータ系列を作成する。Δ
f除去の方法の一例を述べる。受信信号はパイロット信
号(無変調信号)であるので、Δf=0の場合では、図
38に示すように受信信号の位相はサンプル時刻
(TS)によらず0になる。しかし、Δf≠0の場合で
は、受信信号の位相は図39に示すように時間とともに
変化し、その位相変化量Δθは Δθ=Δf*360*TS Δθ:1サンプル当たりの位相変動量(度) Δf:推定された周波数オフセット(Hz) TS:サンプル周期(秒) と表すことができる。従って、周波数推定回路で推定さ
れた周波数情報fESTとサンプル周期TS用いてΔθを求
めれば位相変化量がわかるので、各シンボルにおける位
相変化量を戻してやれば、各サンプル点の位相は0にな
る。従って、周波数補正部7では、周波数推定回路4で
推定されたfESTをもとにΔθを求める。そして、複素
乗算器を用いて図40のように各サンプル点の位相を補
正する。そして、この補正されたデータ系列を後段へ出
力する。
こでは、UW検出のような既知パターン検出を行う。Δ
fの存在範囲は一般に有限(fL≦Δf≦fU)であるの
で、式(2)におけるmは有限個である。ここで、周波
数推定回路4が出力する複数の周波数情報はK個である
とし、それらの周波数情報をfEST1〜fESTKとする。周
波数補正部7では、受信信号からfEST1に対応するΔf
を受信信号から除去した復調データ系列を作成し、判定
回路29へ出力する。判定回路29では、その復調デー
タ系列中からUW等、そのシステムにおいて用いられて
いる既知パターン検出を行う。既知パターンが検出でき
ない場合には、判定回路29は周波数補正部7に不検出
信号を出力する。周波数補正部7では不検出信号を受け
取ったら、つぎの周波数情報fEST2に対応するΔfを受
信信号から除去した復調データ系列を出力する。これを
既知パターンが検出されるまで順次繰り返す。
回路29は周波数補正部7に検出信号を出力する。周波
数補正部7では検出信号を受け取ったら、対応する周波
数で補正する周波数を固定し、以後この周波数で補正を
行う。K個の候補全てについて既知パターン不検出の場
合にはAFC動作を失敗したとする。
でしかΔfの推定を行うことができなかった。従って、
ノイズ等の影響が無い場合でも、Δfが大きく、観測可
能な範囲外の場合には周波数推定を行うことができない
という欠点があった。しかし、本発明では観測可能な範
囲は無限であるので、ノイズ等の影響が無い場合ではΔ
fを必ず推定でき、精度の良い安定した同期確立が得ら
れる。
系列2を用いて観測範囲2内でΔfを推定した後に、周
波数演算回路(1)60において観測範囲1内での複数
個のΔfの候補を推定し、2次周波数推定回路(1)7
0においては、この複数個の周波数についてのみ改めて
DFTを行い、観測範囲1内のfESTを決定している
が、DFTの性質1を用いるにあたり、aがサンプル数
Nの約数であるという条件があった。ここでは、aがサ
ンプル数Nの約数でない場合について考える。図41に
aがサンプル数Nの約数でない場合のDFT結果の図を
示す。動作について図41を参照して説明する。aがサ
ンプル数Nの約数でない場合には、Nはaで割り切れな
いことになるので、1サンプル目からa個間隔でデータ
抽出を行うと、データ末尾においてd個(d<a)デー
タが余ることになるので、DFTを行う場合の観測時間
長は短くなり、観測時間長は式(8)のように表され
る。 N′・TS=(N−d)・TS (8) この結果、周波数間隔は大きくなり、周波数間隔は式
(9)のように表される。 1/(N′・TS)=1/{(N−d)・TS} (9) このように、データ系列2をDFTした結果の周波数観
測点は、データ系列1をDFTした周波数観測点と異な
ることになるので、2次周波数推定回路(1)70にお
いては、データ系列2を用いた推定値fESTに対応する
周波数は観測できない。よって、このような場合には、
2次周波数推定回路(1)70はfEST近傍の複数の観
測点について改めてデータ系列1を用いてDFTを行
う。
性質1を用いるにあたり、aがサンプル数Nの約数であ
るという条件があった。ここでは、aがサンプル数Nの
約数でない場合について考える。間引き回路41の間引
き間隔aの片方または両方がNの約数でない場合、その
周波数間隔は式(9)のようになるので、2つの間引き
・周波数推定回路から出力される推定値f21、f22は各
々異なる周波数間隔での推定値となるので、式(5)を
満たすn1、n2は存在しない。よって、このような場合
は周波数演算回路(2)63では、式(5)を変形した
式(10)を用いてn1、n2を求める。 f21+n1・f/p≒f22+n2・f/q (10)
ド型で構成しているが、これをフィードバック型で構成
しても良い。この場合の構成例を図42に示す。図42
において、18はダウンコンバート(以下、D/C)用
の発振器出力と入力された受信信号との乗算を行い、受
信信号からΔfを除去するためのミキサ、19は周波数
推定部4から出力される周波数情報fESTに対応する周
波数をミキサ18に出力するD/C用発振器であり、入
力端子1、周波数推定部4および判定回路29は実施の
形態18に記載されたものと同じである。
4では入力信号からΔfを推定し、複数個の周波数情報
を出力する。D/C用発振器19では周波数情報に対応
する周波数を出力し、ミキサ18ではD/C用発振器1
9の出力と入力された受信信号との乗算を行い、受信信
号からΔfを除去する。判定回路29では、ミキサー1
8から出力される復調データ系列を用いて周波数の同期
を判定し、周波数補正部へ判定結果を出力する。以降、
実施の形態18と同様にして周波数同期の判定を行う。
態8、実施の形態15、実施の形態16の周波数推定に
おいては、一例として、2系列の処理を行っているが、
この系列数を上げることで、誤検出を減らし、かつ、よ
り精度良くΔf推定を行うことができる。また、これら
の実施の形態においては、処理を並列に行っていたが、
処理時間に問題がない場合では、バッファ等を用いるこ
とで、1つの間引き・周波数推定回路で複数回処理を行
うことでも実現できる。これにより、間引き・周波数推
定回路は1つで良いことになるので、構成を簡単にする
ことができる。
態10、実施の形態14、実施の形態16においては信
号帯域外の成分を除去するためにLPFを備えるが、折
り返し雑音や観測したい範囲内での雑音が無視できる程
小さい(S/Nが非常に良い)場合では、これらLPF
は不要である。これにより、構成を簡単にすることがで
きる。
までfEST1〜fESTKについて周波数補正処理と判定処理
を順次繰り返していたが、周波数オフセットΔfの分布
に何等かの特徴がある場合には、その特徴に合わせた順
番で処理を行ってもよい。例えば、Δfが殆ど0近傍に
あるような分布の場合では0に近いfES Tに対応する周
波数でまず処理を行い、順次0から遠ざかるようにf
ESTを選択し、処理を行えば良い。これにより、本来の
Δfを探す時間が短くなり、同期確立時間を短くするこ
とができる。
ら残りの候補については周波数補正処理と判定処理は行
っていない。しかし、ノイズ等の影響により誤検出の可
能性もあるので、ある周波数で既知パターンが検出でき
た場合でも、残りの候補についても周波数補正処理と判
定処理を行う。もし、既知パターンが検出できた候補が
1つの場合には、周波数補正部7では検出信号を受け取
ったら、対応する周波数で補正する周波数を固定し、以
後この周波数で補正を行う。もし、複数個の候補に対し
て既知パターンが検出された場合には、周波数の決定は
後段の復調部に任せる等の処理を行う。これにより、ノ
イズ等による誤検出を抑えることができ、より精度良く
Δfの推定を行うことができる。また、この実施の形態
では実施の形態1を適用した場合のAFC回路について
説明したが、実施の形態2乃至17の周波数推定回路を
適用しても同様にノイズ等による誤検出を抑えることが
でき、より精度良くΔfの推定を行うことができること
は言うまでもない。
ー周波数軸変換を行い最大パワースペクトルの周波数か
ら複数のΔfの候補の周波数情報の推定を行うように構
成したので、本来観測できない範囲(観測可能な範囲
外)の周波数を観測することができるため、従来方式と
同じデータ数でより広い周波数範囲を観測することがで
きる効果がある。
プルされた複数個のデータ系列を用いて、異なった観測
範囲内で周波数推定を行い、複数個の周波数情報に折り
返しを考慮することで、より少ないデータ数で本来の観
測範囲内のΔfを推定することができ、更に、折り返し
を考慮することで、従来方式と同じデータ数でより広い
周波数範囲を観測することができる効果がある。
タ系列に時間差を持たせて周波数推定する構成にしたの
で、2つのデータ系列のノイズの相関は、同じデータ系
列1から間引く場合の相関に比べて小さくなるので、よ
りノイズの影響を小さくすることができ、誤検出を減ら
し、かつ、より精度良くΔfの推定を行うことができる
という効果がある。
タを間引いて周波数推定を行うを用いることで、従来方
式より少ないデータ数で観測範囲内のΔfを推定するこ
とができ、更に、折り返しを考慮することで第1の発明
と同様の効果を得ることができる。
き回路を複数個用いて異なった観測範囲内で周波数推定
を行い、複数個の周波数情報に折り返しを考慮すること
で、より少ないデータ数で本来の観測範囲内のΔfを推
定することができ、更に、折り返しを考慮することで第
1の発明と同様の効果を得ることができる。
の発明と同様の効果を得ることができ、更に、全データ
を用いて改めて周波数推定を行うことで周波数候補を1
つにすることができる。更に、折り返しを考慮すること
で第1の発明と同様の効果を得ることができる。
き回路を用いることで、少ないデータ数で大まかに周波
数推定を行うことができる。
タ数で周波数推定を行った後に、改めて全データを用い
て周波数推定を行う構成としたので、少ない処理量で解
像度のよい周波数推定を行うことができる効果がある。
結果に周波数補間を行うように構成したので、より精度
よく周波数推定が行えるという効果がある。
いて、入力データ系列から周波数オフセットΔfの複数
の推定周波数情報で同期判定を行うようにしたので、広
い範囲にわたって推定でき精度の良い安定した同期確立
が行えるという効果がある。
の構成図である。
である。
の動作を示すフローチャートである。
の構成図である。
る。
の構成図である。
の構成図である。
る。
作を示すフローチャートである。
路の構成図である。
結果を比較する図である。
動作を示すフローチャートである。
系列1の観測範囲内の周波数推定を行う方法を示す図で
ある。
路の構成図である。
路の構成図である。
動作を示すフローチャートである。
路の構成図である。
る。
路の構成図である。
動作を説明する図である。
動作を示すフローチャートである。
回路の構成図である。
回路(2)の構成図である。
結果を比較する図である。
(3)の構成図である。
ある。
(3)の動作を示すフローチャートである。
回路の構成図である。
の動作を示すフローチャートである。
回路の構成図である。
回路の構成図である。
回路の構成図である。
回路(4)の構成図である。
の構成図である。
である。
図である。
を説明する図である。
を説明する図である。
を説明する図である。
結果の図である。
である。
である。
た結果を示す図である。
ある。
チ回路、4 周波数推定部、5 周波数推定回路、7
周波数補正部、8 LPF、18 ミキサ、19 D/
C用発振器、20 周波数補間回路、21 周波数推定
回路2、22周波数推定回路3、25 周波数推定回路
4、28 多入力周波数推定回路、29 判定回路、3
0 セレクタ、41 間引き回路1、44 間引き回路
2、51 間引き・周波数推定回路1、60 周波数演
算回路1、63 周波数演算回路2、64 周波数演算
回路3、65 周波数演算回路4、70 2次周波数推
定回路1、71 2次周波数推定回路2、101 逓倍
器、102 分周器、103 周波数推定回路。
Claims (11)
- 【請求項1】 受信信号を時間軸上でサンプリングし得
られたデータ系列を周波数軸上のパワースぺクトラムに
変換する時間軸ー周波数軸変換回路と前記変換されたパ
ワースぺクトラムの最大値に対応する周波数を上記サン
プリング周波数から決まる観測可能な周波数範囲で求め
るMAXサーチ回路から成る周波数検出回路と、 前記周波数検出回路で求められた前記周波数に基づいて
受信信号のキャリアのオフセット周波数を推定し周波数
情報を出力する周波数演算回路とを備えたことを特徴と
する周波数推定回路。 - 【請求項2】 受信信号を異なるサンプリングレートで
サンプリングし得られた複数のデータ系列をそれぞれの
データ系列に対応して周波数軸上のパワースぺクトラム
に変換する時間軸ー周波数軸変換回路と前記変換された
パワースぺクトラムの最大値に対応する周波数を求める
MAXサーチ回路から成る周波数検出回路と、 前記周波数検出回路で求められた前記周波数に基づいて
受信信号のキャリアのオフセット周波数を推定し周波数
情報を出力する周波数演算回路とを備えたことを特徴と
する周波数推定回路。 - 【請求項3】 前記異なるサンプリングレートでサンプ
リングして得られた複数のデータ系列に時間差を与えた
後時間軸ー周波数変換を行うことを特徴とする請求項2
記載の周波数推定回路。 - 【請求項4】 サンプリングされた入力データ系列から
a(整数)サンプル毎に所定間隔でデータを間引いて新
たなデータ系列を生成する間引き回路と前記間引き回路
の出力データ系列を周波数軸上のパワースペクトラムに
変換する時間軸ー周波数軸変換回路と前記変換されたス
ぺクトラムの最大値に対応する周波数を求めるMAXサ
ーチ回路から成る周波数検出回路と、 前記周波数検出回路の出力周波数に基づいて受信信号の
キャリアのオフセット周波数を演算により推定し周波数
情報を出力する周波数演算回路とを備えたことを特徴と
する周波数推定回路。 - 【請求項5】 サンプリングされた入力データ系列から
夫々異なる間隔でデータを間引いて新たな異なるデータ
系列を生成する複数の間引き回路と、前記複数の間引き
回路の出力データ系列に対応して時間軸信号から周波数
軸信号へ変換する時間軸ー周波数軸変換回路と、前記時
間軸ー周波数軸変換回路の出力に対応してパワースペク
トルの最大値を検索し、その周波数を求めるMAXサー
チ回路とで構成される周波数検出回路と、 前記新たなデータ系列に対応する前記周波数検出回路の
出力周波数に基づいてキャリアのオフセット周波数を演
算により推定し周波数情報を出力する周波数演算回路と
を備えたことを特徴とする周波数推定回路。 - 【請求項6】 入力データ系列からaサンプル毎に所定
間隔で間引いて新たなデータ系列を生成する間引き回路
と、前記新たなデータ系列を時間軸信号から周波数軸信
号に変換しパワースペクトルを求める第1の時間軸ー周
波数軸変換回路と、前記求められたパワースペクトルの
最大値を検索し対応する周波数を求める第1のMAXサ
ーチ回路から成る第1の周波数検出回路と、 前記第1の周波数検出回路で求められた前記周波数に基
づいてキャリアのオフセット周波数を演算により推定し
周波数情報を出力する第1の演算回路と、 前記入力データ系列を時間軸ー周波数軸変換し前記第1
の周波数演算回路の周波数情報に該当する周波数のパワ
ースペクトラムを求める第2の時間軸ー周波数軸変換回
路と、前記第2の時間軸ー周波数軸変換回路の出力パワ
ースペクトラムの最大値を検索し対応する周波数を求め
る第2のMAXサーチ回路から成る第2の周波数検出回
路と、 前記第2の周波数検出回路の出力周波数に基づいてキャ
リアのオフセット周波数を演算により推定し周波数情報
を出力する周波数演算回路とを備えたことを特徴とする
周波数推定回路。 - 【請求項7】 サンプリングされた入力データ系列から
サンプリング個数が入力データ系列の1/b(自然数)
になるよう入力データ系列から連続してデータを抜き出
して新たなデータ系列を生成する間引き回路と、前記間
引き回路で生成された新たなデータ系列を時間軸信号か
ら周波数軸信号に変換しパワースペクトラムを求める時
間軸ー周波数軸変換回路と、前記時間軸ー周波数軸変換
回路で求められたパワースペクトルの最大値を検索し対
応する周波数を求めるMAXサーチ回路からなる周波数
検出回路を備えたことを特徴とする請求項1乃至6記載
の周波数推定回路。 - 【請求項8】 サンプリングされた入力データ系列から
サンプリング個数が入力データ系列の1/b(自然数)
になるよう入力データ系列から連続してデータを抜き出
して新たなデータ系列を生成する間引き回路と、前記間
引き回路で生成された新たなデータ系列を時間軸信号か
ら周波数軸信号に変換しパワースペクトラムを求める第
1の時間軸ー周波数軸変換回路と、前記時間軸ー周波数
軸変換回路で求められたパワースペクトルの最大値を検
索し対応する周波数を求める第1のMAXサーチ回路
と、前記入力データ系列を時間軸信号から周波数軸信号
に変換し前記第1のMAXサーチ回路で求められた周波
数情報の近傍の周波数のパワースペクトラムを求める第
2の時間軸ー周波数軸変換回路と、前記第2の時間軸ー
周波数軸変換回路のパワースペクトラムの最大値を検出
し対応する周波数を求める第2のMAXサーチ回路とか
ら成る周波数検出回路を備えたことを特徴とする請求項
1乃至6記載の周波数推定回路。 - 【請求項9】 サンプリングされた入力データ系列から
それぞれ異なる間隔でデータを間引いて新たな異なるデ
ータ系列を作成する第1および第2の間引き回路と、前
記第1および第2の間引き回路の出力データ系列に対し
て時間軸信号から周波数軸信号に変換しパワースペクト
ルを求める第1および第2の時間軸ー周波数軸変換回路
と、前記第1および第2の時間軸ー周波数軸変換回路の
出力パワースペクトルの最大値を検索し周波数を求める
第1および第2のMAXサーチ回路と、前記第1および
第2のMAXサーチ回路の出力周波数に基づいて演算す
る第1の周波数演算回路とからなる多入力周波数検出回
路と、 前記入力データ系列を時間軸信号から周波数軸信号に変
換し前記多入力周波数検出回路の出力周波数近傍のパワ
ースペクトルを求める第2の時間軸ー周波数軸変換回路
と、前記求められたパワースペクトルの最大値を検索し
その周波数を出力する第3のMAXサーチ回路とからな
る2次周波数検出回路と、 前記2次周波数検出回路の出力周波数に基づいて受信信
号のキャリアのオフセット周波数を演算により推定し周
波数情報を出力する第2の周波数演算回路とを備えたこ
とを特徴とする周波数推定回路。 - 【請求項10】 請求項1〜請求項9記載の周波数推定
回路において、周波数検出回路の出力が周波数補間され
ることを特徴とする周波数推定回路。 - 【請求項11】 受信信号から、送信信号を復調する復
調器において、受信信号のパワースペクトルに基づいて
キャリアのオフセット周波数Δfを推定する請求項1乃
至請求項7又は請求項9又は請求項10記載のいづれか
の周波数推定回路と、前記周波数推定回路から出力され
る複数個の周波数情報に基づいて前記受信信号から前記
周波数オフセットΔfを除去して複数個の復調データ系
列を作成する周波数補正部と、前記周波数補正部から出
力される複数個の復調データ系列を用いて周波数の同期
を判定する判定回路と、 を備えたことを特徴とするAFC回路。
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