CN109314472A - 功率因数改善装置 - Google Patents

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Abstract

在被输入三相交流电的功率因数改善装置中，通过简单的结构和控制来进行可靠的功率因数改善和稳定的电力转换。一种功率因数改善装置，具有：三个变压器(Tr、Ts、Tt)，其初级线圈的一端分别与被输入三相交流电的第一、第二以及第三输入端(R、S、T)连接；一个或多个开关元件(Q1、Q2、Q3)，其一端被施加各初级线圈的另一端的电压，而另一端与初级侧的共用电位端连接，且具有控制端(G)；第一、第二以及第三整流设备(D1、D2、D3)，其一端被施加三个变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的次级线圈的另一端的电压且能够使向正极输出端(p)流动的电流分别导通；滤波电容器(C)，其连接在正极输出端(p)与负极输出端(n)之间，开关元件(Q1、Q2、Q3)的控制端(G)通过具有固定的占空比的一个控制信号(Vg)而被控制。

Description

功率因数改善装置
技术领域
本发明涉及一种将三相交流电转换为直流电的功率因数改善装置。
背景技术
在现有技术中，已知有使用了升压转换器的功率因数改善装置(也称为PFC)，该升压转换器为在将交流电转换为直流电的转换器中通过对输入电压进行升压且将输入电流设为与输入电压相同的正弦波形来进行功率因数改善。虽然提出了各种方式，但不限于单相以及三相，在通过整流电路对大致交流电压进行整流之后，配置了升压转换器(专利文献1～7)。在专利文献6、7中记载了针对风力发电的交流发电机的三相交流输出进行升压和功率因数改善的装置。
在现有技术的升压转换器型的功率因数改善装置中，在开关控制中生成了使用PWM处理等的复杂波形的控制信号，并进行向多个开关元件提供不同的控制信号、使各开关元件的开关时刻错开等的复杂控制。
此外，在对功率因数改善装置的输入侧与输出侧进行绝缘的类型的情况下，在功率因数改善装置的升压转换器的输出侧另外设置了绝缘用的DC/DC转换器。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平7-31150号公报；
专利文献2：日本特开平8-331860号公报；
专利文献3：日本特开2002-10632号公报；
专利文献4：日本特开2005-218224号公报；
专利文献5：日本特开2007-37297号公报；
专利文献6：日本特开2013-128379号公报；
专利文献7：日本特开2014-23286号公报；
专利文献8：日本特开2003-199344号公报。
发明内容
发明要解决的课题
使用自然能源的风力发电等的交流发电机有时输出变动大，在其功率因数改善装置的升压转换器的开关控制中，为了获取最佳的电力而进行了特别复杂的控制。例如，有通过总是监视输入电压、输入电流和输出电压、输出电流而使输出电压、输出电力跟踪目标值的控制、基于爬山法的最大功率点跟踪(MPPT)控制等。
但是，针对输出变动大的交流发电机应用包含复杂的控制的功率因数改善装置，难以保证工作的稳定性、可靠性。因此，可以说尤其在利用自然能源的领域内的交流发电机的功率因数改善装置中期望采用简单的结构和控制。
此外，在功率因数改善装置的升压转换器的输出侧设置另外的绝缘用的DC/DC转换器，进一步使控制及结构变得复杂，成本变高。
鉴于以上的问题，本发明的目的在于，在输入三相交流电的功率因数改善装置中能够通过简单的结构和控制进行可靠的功率因数改善和稳定的电力转换，同时能够使输入侧与输出侧绝缘。
用于解决课题的方案
为了达成上述目的，本发明提供如下结构。另外，括号内的符号为后述的附图中的符号，是为了参考而标记的符号。
本发明的功率因数改善装置的一个方式的特征在于，具有：
(a)第一、第二以及第三输入端(R、S、T)，其被输入三相交流电；
(b)正极输出端(p)以及负极输出端(n)；
(c)第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)，其各自具有初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)和次级线圈(Lr2、Ls2、Lt2)，各自的初级线圈的一端分别与所述第一、第二以及第三输入端(R、S、T)连接且各自的次级线圈的一端与所述负极输出端(n)连接；
(d)一个或多个开关元件，其具有为了对所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间的电流路径进行导通或断开而进行通断控制的控制端(G)；
(e)第一、第二以及第三整流设备(D1、D2、D3)，其分别连接在所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的次级线圈(Lr2、Ls2、Lt2)的另一端与所述正极输出端(p)之间，在该次级线圈的另一端的电位为正向偏置时使朝向该正极输出端流动的电流分别导通且在反向偏置时使朝向该正极输出端流动的电流分别断开；
(f)滤波电容器(C)，其连接在所述正极输出端(p)与所述负极输出端(n)之间，
(g)所述一个或多个开关元件的控制端(G)通过具有固定的占空比的一个控制信号而被控制。
在上述方式中，其特征在于，所述开关元件由第一、第二以及第三开关元件(Q1、Q2、Q3)构成，在所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间分别连接各开关元件。
在上述方式中，其特征在于，所述开关元件由一个开关元件(Q)构成，在所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间连接该开关元件。
在上述方式中，其特征在于，具有第四、第五以及第六整流设备(D4、D5、D6)，其能够使从所述初级侧的共用电位端(e)经由各所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)向所述第一、第二以及第三输入端(R、S、T)回流的电流分别导通。
在上述方式中，其特征在于，具有第四、第五以及第六整流设备(D14、D15、D16)，其能够使从所述初级侧的共用电位端(e)向所述第一、第二以及第三输入端(R、S、T)直接回流的电流分别导通。
本发明的功率因数改善装置的其它方式的特征在于，具有：
(a)第一、第二以及第三输入端(R、S、T)，其被输入三相交流电；
(b)正极输出端(p)以及负极输出端(n)；
(c)第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)，其各自具有初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)、第一次级线圈(Lr21、Ls21、Lt21)、第二次级线圈(Lr22、Ls22、Lt22)，各自的初级线圈的一端分别与所述第一、第二以及第三输入端(R、S、T)连接，且各自的该第一次级线圈的另一端以及该第二次级线圈的一端与所述负极输出端(n)连接；
(d)一个或多个开关元件，其具有为了用于对所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间的电流路进行导通或断开而进行通断控制的控制端(G)；
(e)第一、第二以及第三整流设备(D1、D2、D3)，其分别连接在所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的第一次级线圈(Lr21、Ls21、Lt21)的一端与所述正极输出端(p)之间，在该第一次级线圈的一端的电位为正向偏置时分别使朝向该正极输出端流动的电流导通且在为反向偏置时使向该正极输出端流动的电流分别断开；
(f)第四、第五以及第六整流设备(D1’、D2’、D3’)，其连接在所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的第二次级线圈(Lr22、Ls22、Lt22)的另一端与所述正极输出端(p)之间，在该第二次级线圈的另一端的电位为正向偏置时使朝向该正极输出端流动的电流分别导通且在为反向偏置时使向该正极输出端流动的电流分别断开；
(g)滤波电容器(C)，其连接在所述正极输出端(p)与所述负极输出端(n)之间，
(h)所述一个或多个开关元件的控制端通过具有固定的占空比的一个控制信号而被控制。
在上述其它方式中，其特征在于，所述开关元件由第一、第二以及第三开关元件(Q1、Q2、Q3)构成，在所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间连接各开关元件。
在上述其它方式中，其特征在于，所述开关元件由一个开关元件(Q)构成，在所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间连接该开关元件。
在上述其它方式中，其特征在于，具有第七、第八以及第九整流设备(D4、D5、D6)，其能够使从所述初级侧的共用电位端(e)经由各所述第一、第二以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)向所述第一、第二以及第三输入端(R、S、T)回流的电流分别导通。
在上述其它方式中，其特征在于，具有第七、第八以及第九整流设备(D14、D15、D16)，其能够使从所述初级侧的共用电位端(e)朝向所述第一、第二以及第三输入端(R、S、T)直接回流的电流分别导通。
在上述其它方式中，其特征在于，所述初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)与所述第一次级线圈(Lr21、Ls21、Lt21)的磁耦合为松耦合且所述(Lr1、Ls1、Lt1)与所述第二次级线圈(Lr22、Ls22、Lt22)的磁耦合为紧耦合。
在上述任一方式中，其特征在于，具有对三相交流电的输入电压进行检测的输入电压检测元件、和对与检测出的所述输入电压对应的一个占空比进行确定并生成具有所确定的占空比的所述控制信号的元件。
上述任一方式中，其特征在于，所述输入电压与所述占空比的对应关系是预先设定的。
发明效果
根据本发明，在输入三相交流电来进行功率因数改善和电力转换的功率因数改善装置中，能够实现简单的结构和控制，并且对输入侧和输出侧进行绝缘。
附图说明
图1为概要地表示本发明的功率因数改善装置的第一实施方式的电路结构的图。
图2为示意地表示图1所示的电路结构的各处的电流或电压的时间变化即工作波形的例子的图。
图3为示意地表示图1所示的电路结构的各处的电流或电压的时间变化即工作波形的例子的图。
图4A为表示图1所示的电路结构的R模式下的接通期间的电流的流动的图。
图4B为表示图1所示的电路结构的R模式下的断开期间的电流的流动的图。
图4C为概要地表示图4A和图4B中各电流的波形的例子的图。
图5为概要地表示本发明的功率因数改善装置的第二实施方式的电路结构的图。
图6为概要地表示本发明的功率因数改善装置的第三实施方式的电路结构的图。
图7为概要地表示本发明的功率因数改善装置的第四实施方式的电路结构的图。
图8为概要地表示本发明的功率因数改善装置的第五实施方式的电路结构的图。
图9A为表示图8所示的电路结构的R模式下的接通期间的电流的流动的图。
图9B为表示图8所示的电路结构的R模式下的断开期间的电流的流动的图。
图9C为概要地表示图9A和图9B中的各电流的波形的例子的图。
图10为概要地且示意地示出了第六实施方式涉及的包含PWM控制IC用的占空比控制器的基本方式的功率因数改善装置的结构的图。
图11为示意地表示占空比控制器中的作为输入的发电机输出电压与作为输出的占空比控制电压之间的关系的图表。
图12为示意地表示在对占空比控制器的第一电阻元件进行了调节的情况下的作为功率因数改善装置的输入电压的发电机输出电压与输出电压之间的关系的图表。
图13为概要地表示第六实施方式涉及的包含PWM控制IC用占空比控制器的结构例的功率因数改善装置的图。
图14为概要地表示第六实施方式涉及的包含PWM控制IC用占空比控制器的另一结构例的功率因数改善装置的图。
图15为概要地表示第七实施方式的结构例的电路图。
图16(a)(b)为示意地表示图15所示的电路的接通期间以及断开期间的电位关系的图。
图17为概要地表示第七实施方式的另一结构例的电路图。
图18(a)(b)为示意地表示图17所示的电路的接通期间以及断开期间的电位关系的图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的功率因数改善装置的实施方式进行说明。本发明的功率因数改善装置不仅针对三相交流输入进行工作，还针对单相交流输入以及直流输入进行工作，以下以优选的三相交流输入为例，对本发明的实施方式进行说明。在各图中，对于基本上相同或相似的结构要素，用相同或相似的符号示出。
例如，风力发电的交流发电机具有作为永磁铁的转子和Y型接线的三相的定子线圈。交流发电机的轴经由适当的齿轮而与风车的轴连结。风车的转速与风速成比例，交流发电机的转速与风车的转速成比例。当风车旋转，交流发电机的轴旋转时，从三相定子线圈输出三相交流电。交流发电机的输出电压与发电机转速成比例。
本发明的功率因数改善装置是将如上述这样的交流发电机的输出作为输入、向负载输出直流电的装置。功率因数改善装置也是将三相交流电转换为直流电的电力转换装置。功率因数改善装置的目的在于使输入电流的波形成为与输入电压相同的正弦波的波形且使相位一致，从而使功率因数成为1。
进而，本发明的功率因数改善装置具有对输入侧与输出侧进行电绝缘的功能。在本发明的功率因数改善装置的输出侧连接的负载为各种设备、逆变器(包含***互联逆变器)等。
[1]第一实施方式
<第一实施方式的结构>
图1为概要地表示本发明的功率因数改善装置的第一实施方式的电路结构的图。
第一实施方式的三相交流电的功率因数改善装置为了对输入侧与输出侧进行绝缘而设置有与各相对应的三个变压器。各变压器基本上具有与反激转换器(flybackconverter)相同的结构。
在作为输入侧的变压器的初级侧具有作为输入三相交流电的三个端子的第一输入端R、第二输入端S以及第三输入端T。三相交流电的各相分别从各输入端被输入。在本说明书中，将三相交流电的各相称为R相、S相、T相。各相的相位相差2π/3(120°)。
在作为输出侧的变压器的次级侧具有作为输出直流电的两个端子的正极输出端p和负极输出端n。向在正极输出端p与负极输出端n之间连接的负载施加输出电压Vo，输出电流Io从正极输出端p经过负载向负极输出端n流动。为了便于说明而假定了电阻负载，但应用对象不限于电阻负载。
三个变压器Tr、Ts、Tt分别具有一个初级线圈和一个次级线圈，优选使用相同结构的线圈即电磁特性相同的线圈。符号Lr1、Ls1、Lt1表示各变压器的初级线圈，符号Lr2、Ls2、Lt2表示各变压器的次级线圈。以黑圆点表示各线圈的开始卷绕端子(黑圆点表示线圈的极性)。在本说明书中，假设对于线圈称为“一端”和“另一端”的情况包括称为“开始卷绕端子”和“卷绕结束端子”情况、以及称为“卷绕结束端子”和“开始卷绕端子”的情况(其它实施方式也相同)。
各变压器的初级线圈Lr1、Ls1、Lt1的一端(在本例中为开始卷绕端子)分别与三相交流电的各输入端R、S、T连接。此外，在各变压器的初级线圈Lr1、Ls1、Lt1的另一端(在本例中为卷绕结束端子)连接有三个开关元件Q1、Q2、Q3的各自的一端。各开关元件Q1、Q2、Q3的另一端与初级侧的共用电位端e连接。各开关元件Q1、Q2、Q3以将初级线圈Lr1、Ls1、Lt1的另一端与初级侧的共用电位端e之间的电流路径导通或断开的方式进行通断控制。
进而，各开关元件Q1、Q2、Q3分别具有用于进行通断控制的控制端G，各控制端通过共用的一个控制信号Vg进行控制。控制信号Vg具有脉冲波形，该脉冲波形具有规定的频率以及占空比。即，以总是同时进行通断控制的方式针对三个开关元件Q1、Q2、Q3进行开关控制。在图示的例子中，开关元件Q1、Q2、Q3为n沟道型MOSFET(以下称为FETQ1、Q2、Q3)，一端为漏极，另一端为源极，控制端为栅极G。在该情况下，控制信号Vg为电压信号。MOSFET也可以为p沟道型。
进而，连接有整流设备D4、D5、D6，该整流设备用于使经过各开关元件Q1、Q2、Q3分别流向初级侧的共用电位端e的电流回流至三相交流电的输入侧。这些整流设备D4、D5、D6用于使电流从初级侧的共用电位端经由各变压器的初级线圈的各Lr1、Ls1、Lt1分别回流至第一、第二以及第三输入端R、S、T。
关于整流设备D4、D5、D6，由于通过作为MOSFET的FETQ1、Q2、Q3的各自的寄生二极管也能够实现相同的功能，所以在该情况下也可以没有外置的整流设备。但是，优选即使是MOSFET也外置正向电压低的整流元件来设置优先的电流路径。另外，在开关元件Q1、Q2、Q3为MOSFET以外的情况下，例如为IGBT、双极晶体管的情况下，必须设置外置的整流设备。外置的整流设备相对于开关元件的主电流逆并联(与寄生二极管并联)地连接。以下，将整流设备D4、D5、D6称为“回流二极管”。
在各变压器的次级线圈Lr2、Ls2、Lt2的另一端分别连接整流设备D1、D2、D3的各自的一端，各整流设备D1、D2、D3的另一端与正极输出端p连接。因此，向各整流设备D1、D2、D3的一端分别施加各变压器的次级线圈Lr2、Ls2、Lt2的另一端的电位。各整流设备D1、D2、D3在正向偏置时使从各变压器的次级线圈Lr2、Ls2、Lt2的另一端分别流向正极输出端p的电流导通，在反向偏置时分别断开。
整流设备D1、D2、D3基本上相当于反激转换器的输出二极管。以下，称为“输出二极管”。优选输出二极管为正向电压降小且进行高速工作的二极管。
各变压器的次级线圈Lr2、Ls2、Lt2的一端与作为次级侧的共用电位端的负极输出端n连接。
而且，具有在正极输出端p负极输出端n之间连接的滤波电容器C。
而且，具有控制部1。控制部1至少具有对三相交流电的输入电压Vi进行检测的元件，优选具有为了反馈控制而对输出电压Vo进行检测的元件。进而，具有基于检测到的这些电压来生成对应的控制信号Vg的元件。
作为一个示例，检测输入电压Vi的元件从各第一、第二以及第三输入端R、S、T分别经由整流设备D7、D8、D9取得对交流输入电流进行了整流的电流，并进行将这些电流平均化等的处理，作为输入电压Vi。输入电压Vi可以为三相交流输入的有效值、最大值、平均值(绝对值)中的任一个，只要是能够对输入电压的振幅进行评价的参数即可。
设为本说明书中的“整流设备”除了二极管以外还包含与二极管等效的整流电路。
检测输出电压Vo的元件取得正极输出端p与负极输出端n之间的电压。本发明以对功率因数改善装置的输入侧和输出侧进行绝缘为目的，因此优选输出电压Vo的反馈信号经由光耦合器PC被电绝缘而输入至控制部1。光耦合器PC的位置并不限于图示的例子，只要位于输出端p、n与开关元件的控制端G之间的路径上的任一处即可。
生成控制信号Vg的元件根据检测到的输入电压Vi，或根据检测到的输入电压Vi以及输出电压Vo，确定控制信号Vg的规定的占空比。而且，基于所确定的一个占空比来生成控制信号Vg。通常使用PWM电路或PWM元件。例如，通过向比较器输入与所确定的一个占空比对应的直流信号和具有固定的频率的载波三角波信号，输出具有固定的占空比的脉冲状的控制信号Vg。在本发明中，将这种控制信号Vg称为“具有固定的占空比”的控制信号。
<第一实施方式的工作>
图2和图3为示意地表示图1所示的电路结构的各处的电流或电压的时间变化即工作波形的示例的图。
图2(a)为表示三相交流电的各相的输入电压的时间变化的图。用vr、vs、vt表示各相的电压。各相的电压以中性点(Y字接线的中心)作为基准电位而示出。在图2(a)中用粗线表示第一、第二、第三输入端R、S、T的电位中最低电位的轨迹。像这样地，成为最低电位的相每隔120°依次进行更替。以下，采用成为最低电位的相的名称，将各模式称为“R模式”、“S模式”、“T模式”。例如，在R模式下，第一输入端R的电位最低，在R模式的前半段，第二输入端S的电位比第三输入端T的电位高，在R模式的后半段，第三输入端T的电位比第二输入端S的电位高。
图2(b)为表示输入电压Vi的一个示例的图。例如是将对三相交流电进行半波整流得到的电压平均化的图。图2(c)(d)(e)为表示通过三相交流输入而向各变压器的初级线圈Lr1、Ls1、Lt1的一端分别施加的电压v(Lr1)、v(Ls1)、v(Lt1)的图。该情况下的各电压是将图2(a)所示的最低电位的轨迹线作为基准电位而示出的。因此，在连接的输入端成为最低电位的模式下，向初级线圈的一端施加的电压变为零，在除此以外的模式下，连接的输入端与最低电位的输入端之间的线电压被施加在初级线圈的一端。
在图2(c)(d)(e)中，在R模式的区间中，变压器Tr的初级线圈Lr1的一端的电压v(Lr1)为零。变压器Ts的初级线圈Ls1的一端的电压v(Ls1)为第二输入端S与第一输入端R的线电压vsr。变压器Tt的初级线圈Lt1的一端的电压v(Lt1)为第三输入端T与第一输入端R的线电压vtr。
在图2(c)(d)(e)中，在S模式的区间中，变压器Tr的初级线圈Lr1的一端的电压v(Lr1)为第一输入端R与第二输入端S的线电压vrs。变压器Ts的初级线圈Ls1的一端的电压v(Ls1)为零。变压器Tt的初级线圈Lt1的一端的电压v(Lt1)为第三输入端T与第二输入端S的线电压vts。
在图2(c)(d)(e)中，在T模式的区间中，变压器Tr的初级线圈Lr1的一端的电压v(Lr1)为第一输入端R与第三输入端T的线间电压vrt。变压器Ts的初级线圈Ls1的一端的电压v(Ls1)为第二输入端S与第三输入端T的线间电压vst。变压器Tt的初级线圈Lt1的一端的电压v(Lt1)为零。
图2(f)是表示输出电压Vo的一个示例的图。由于滤波电容器C的作用，几乎成为直流(忽略波纹)。
图3(a)示出了从控制部1向各FET的栅极G发送的控制信号Vg。控制信号Vg的频率为数kHz～数百kHz，是在控制部1中对固定的占空比进行确定并基于此而生成的信号。另外，三相交流输入的频率与控制信号Vg相比充分低，例如在风力发电的交流发电机的情况下为数Hz～100Hz左右。
图3(b)和(c)示出了变压器Tr的初级线圈Lr1和次级线圈Lr2的电流波形，图3(d)和(e)示出了变压器Ts的初级线圈Ls1和次级线圈Ls2的电流波形，图3(f)和(g)示出了变压器Tt的初级线圈Lt1和次级线圈Lt2的电流波形。
另外，在图3中仅示出了初级侧的输入电流和作为起因于此而流动的次级侧的主电流的反激电流。即，示出了在各变压器中向初级线圈的一端施加最低电位以外的电位的模式下流动的电流。另外，在初级线圈的一端成为最低电位的模式下，由于工作不同，所以在后面参照图4A、图4B、图4C来详细地说明。
在本例中，当控制信号Vg成为接通时，FETQ1、Q2、Q3变为接通，与从各输入端向各变压器的初级线圈Lr1、Ls1、Lt1施加的电压对应地流动励磁电流，并蓄积磁能。另一方面，由于输出二极管成为反向偏置，因而在次级线圈Lr2、Ls2、Lt2中没有电流流动。
在本例中，当控制信号Vg成为断开时，FETQ1、Q2、Q3变为断开，由于各变压器的初级线圈Lr1、Ls1、Lt1的电流路径被断开，所以电流变为零，另一方面，在次级线圈Lr2、Ls2、Lt2产生反电动势，输出二极管变为正向偏置，反激电流流动。在次级线圈Lr2、Ls2、Lt2流动的电流波形在追寻包络线时成为相位与输入端的电压波形一致的正弦波。在图示的例子中，为了便于说明，示出了电流在连续模式下工作的情况，但成为临界模式或不连续模式的情况也包含在本发明中。由此，功率因数成为1而改善了功率因数。
图3(h)为表示在负载中流动的输出电流Io的一个示例的图。与图3(c)(e)(g)所示的在次级线圈中流动的电流进行加法运算并输出到正极输出端。由于滤波电容器C的作用，几乎成为直流(忽视了波纹)。
以下，参照图4A、图4B以及图4C，对图1的电路结构中的功率因数改善装置的工作进行详细说明。在图4A和图4B中，省略地示出了图1的电路结构的一部分。图4A对应于R模式(第一输入端R为最低电位)下的接通期间，图4B对应于R模式下的断开期间。图4C表示控制信号Vg的一个周期中的流经初级线圈以及次级线圈的电流波形的示例。关于S模式以及T模式也相同，因而省略说明。
·接通期间的工作
图4A表示R模式下的接通期间的电流的流动。带箭头的虚线表示主电流的流动。带箭头的双点划线表示由回流电流产生的二次电流。
当控制信号Vg成为接通时，FETQ1、FETQ2、FETQ3均变为接通，开关闭合。在变压器Ts的初级线圈Ls1中，由于线电压vsr而流动输入电流isr1。输入电流isr1的路径为第二输入端S→初级线圈Ls1→FETQ2→FETQ1(或回流二极管D4)→初级线圈Lr1→第一输入端R。
在变压器Tt的初级线圈Lt1，由于线电压vtr而流动输入电流itr1。输入电流itr1的路径为第三输入端T→初级线圈Lt1→FETQ3→FETQ1(或回流二极管D4)→初级线圈Lr1→第一输入端R。
在该接通期间流动的输入电流成为励磁电流，在变压器Ts、Tt蓄积磁能。在此期间，从滤波电容器C向负载流动放电电流。另外，设为在该时刻，滤波电容器C已处于稳定状态，已被充电。
此外，在接通期间，在变压器Tr的初级线圈Lr1流动回流电流(isr1+itr1)。回流电流的流向为输入电流的反方向。由于该回流电流，在次级线圈Lr2产生电动势，相对于次级线圈Lr2的另一端的电位，输出二极管D1成为正向偏置。其结果为，在次级线圈Lr2流动正向电流irr2。本实施方式的功率因数改善装置基本上为反激转换器，但像这样地也流动二次正向电流。次级线圈的正向电流在初级线圈的一端成为最低电位的模式下的接通期间流动。
·断开期间的工作
图4B表示R模式下的断开期间的电流的流动。带箭头的虚线表示主电流的流动。当控制信号Vg成为断开时，FETQ1、FETQ2、FETQ3均断开，开关打关。初级线圈Lr1、Ls1、Lt1的各电流路径被断开，电流变为零。由此，在各线圈产生反电动势。
由于在变压器Ts的次级线圈Ls2产生的反电动势，相对于次级线圈Ls2的另一端的电位，输出二极管D2成为正向偏置，反激电流isr2流动。其路径为次级线圈Ls2→输出二极管D2→负载(或滤波电容器C)→次级线圈Ls2。
由于在变压器Tt的次级线圈Lt2产生的反电动势，相对于次级线圈Ls1的另一端的电位，输出二极管D3成为正向偏置，反激电流itr2流动。其路径为次级线圈Lt2→输出二极管D3→负载(或滤波电容器C)→次级线圈Lt2。
由于在断开期间反激电流流动，在变压器Ts、Tt蓄积的磁能被释放。另外，在断开期间的反激电流的一部分作为充电电流向滤波电容器C流动。
由于在变压器Tr的次级线圈Lr2产生的反电动势，输出二极管D1成为反向偏置，所以在次级线圈Lr2没有电流流动。
[控制信号的一个周期的电流波形]
图4C为示意地示出了R模式下的控制信号Vg的一个周期的波形、和在各变压器的初级线圈Lr1、Ls1、Lt1以及次级线圈Lr2、Ls2、Lt2流动的电流的波形。虽然省略说明，但在S模式以及T模式下也相同。控制信号Vg的占空比用接通时间的长度Ton相对于一个周期的长度T的比来表示。
在接通期间，变压器Ts、Tt的初级线圈Ls1、Lt1的电流isr1、itr1随着时间的经过而增加。在断开期间，次级线圈Ls2、Lt2的电流isr2、itr2随着时间的经过而减少。
将一个周期内的初级线圈Ls1的电流isr1的平均值设为Isr1，将线电压vsr的瞬时值(一个周期开始时的值)设为Vsr，将初级线圈Ls1的电感设为L，则为
Isr1＝Vsr/Lω(ω为控制信号Vg的频率)
该式表示在初级线圈流动的电流成为相位与输入电压相同的正弦波。由此，在次级线圈流动的电流也成为相位与输入电压相同的正弦波。因此，功率因数成为1而改善了功率因数。
R模式下的主要的输出电流为变压器Ts和Tt的断开期间的反激电流，是流经次级线圈Ls2和Lt2的电流isr2与电流itr2的和。
此外，R模式下的输出电流也通过变压器Tr的接通期间的正向电流而获得，其为流经次级线圈Lr2的电流irr2。由此，在本实施方式中，在接通期间和断开期间这两方内获得输出电流。
[2]第二实施方式
图5为概要地表示本发明的功率因数改善装置的第二实施方式的电路结构的图。
仅针对与上述的第一实施方式不同的结构进行说明。
在第二实施方式中，取代图1的第一实施方式的回流二极管D4、D5、D6而具有回流二极管D14、D15、D16。在回流二极管D14、D15、D16中，阳极与初级侧的共用电位端e连接，各阴极分别与各变压器的初级线圈Lr1、Ls1、Lt1的各自的一端即第一输入端R、第二输入端S、第三输入端T连接。
图5中用带箭头的虚线示出了R模式的接通期间的电流的流动。在第二实施方式中，初级侧的回流电流不经由初级线圈Lr1、Ls1、Lt1而通过回流二极管D14、D15、D16直接分别流向第一输入端R、第二输入端S、第三输入端T，并返回到三相交流电源。由此，与第一实施方式相比，在初级线圈Lr1、Ls1、Lt1流动的电流减少，因此难以磁饱和。
另外，在第二实施方式中，由于在接通期间在初级线圈Lr1、Ls1、Lt1没有流动回流电流，所以不能够获得在第一实施方式中获得的接通期间的正向电流。
[3]第三实施方式
图6为概要地表示本发明的功率因数改善装置的第三实施方式的电路结构的图。
仅对与上述的第一实施方式不同的结构进行说明。
在第三实施方式中，图1的第一实施方式中的三个开关元件Q1、Q2、Q3汇总为一个开关元件Q。在本发明中，由于针对三相交流输入的各相的升压转换器的开关控制通过共用的一个控制信号来进行，所以能够将开关元件汇总为一个。由此，能够降低开关元件的成本。在图示的例子中，虽然使用n沟道型MOSFET(以下，称为FETQ)，但也可以为p沟道型，还可以为其它开关元件。
针对各变压器的初级线圈Lr1、Ls1、Lt1的各自的另一端分别连接三个二极管D17、D18、D19的阳极，将阴极与FETQ的漏极连接。二极管D17、D18、D19相对于接通期间的输入电流而正向地连接。FETQ的源极与初级侧的共用电位端e连接。在回流二极管D4、D5、D6中，与第一实施方式相同地，阳极与共用电位端e连接，各阴极分别与初级线圈Lr1、Ls1、Lt1的另一端连接。
图6中用带箭头的虚线示出R模式的接通期间的电流的流动。在第三实施方式中，初级侧的输入电流从初级线圈的另一端经过二极管D17、D18、D19向FETQ流动。在第三实施方式中，由于共有FETQ，所以即使是MOSFET，也需要各相的回流二极管D4、D5、D6。
另外，在第三实施方式中，如图6所示，由于在接通期间从回流二极管D4向初级线圈Lr1流动回流电流，所以与第一实施方式相同地在次级线圈Lr2流动正向电流irr2，并经过输出二极管D1而输出。
[4]第四实施方式
图7为概要地表示本发明的功率因数改善装置的第四实施方式的电路结构的图。
第四实施方式在通过第三实施方式所示的一个开关元件Q来进行升压转换器的开关控制的结构中采用了第二实施方式所示的回流二极管D14、D15、D16的方式。
在第四实施方式中，能够降低开关元件的成本。除此之外，初级侧的回流电流不经由初级线圈Lr1、Ls1、Lt1而通过回流二极管D14、D15、D16直接分别流向第一输入端R、第二输入端S、第三输入端T，并返回到三相交流电源。由此，与第一实施方式相比，在初级线圈Lr1、Ls1、Lt1流动的电流减少，所以难以磁饱和。
图7中用带箭头的虚线示出了R模式的接通期间的电流的流动。在第四实施方式中，由于在接通期间内在初级线圈Lr1、Ls1、Lt1没有流动回流电流，所以不能够获得在第一实施方式获得的接通期间的正向电流。
[5]第五实施方式
<第五实施方式的结构>
图8为概要地表示本发明的功率因数改善装置的第五实施方式的电路结构的图。
在第五实施方式的三相交流的功率因数改善装置中，与各相对应的三个变压器分别具有正向转换器和反激转换器这双方的功能。因此，在第五实施方式中，各相的变压器具有初级线圈L1、第一次级线圈L21、第二次级线圈L22。
以下，在对与各相对应的变压器进行区别说明时，如图8所示，用Lr1、Ls1、Lt1表示各变压器的初级线圈L1，用Lr21、Ls21、Lt21表示第一次级线圈L21，用Lr22、Ls22、Lt22表示第二次级线圈L22。
优选初级线圈L1与第一次级线圈L21为松耦合，优选初级线圈L1与第二次级线圈L22为紧耦合。“在松耦合”中，卷绕在变压器的两个线圈的磁耦合的耦合系数不为1，不使来自初级线圈L1的磁通量的全部通过次级线圈L2而使一部分的磁通量泄漏。因此，不是根据匝数比来确定由相互电磁感应产生的电压比，但不是本发明的本质。为了使两个线圈松耦合，在变压器的铁芯设置间隙，或者将初级线圈与次级线圈隔开地进行卷绕。此外，在“紧耦合”中，卷绕在变压器的两个线圈的磁耦合的耦合系数为1。为了使两个线圈成为紧耦合，以不产生泄漏磁通量的方式重叠卷绕。
各变压器Tr、Ts、Tt的初级侧的结构与第一实施方式相同，因而省略说明。另外，各变压器Tr、Ts、Tt的初级侧的结构也可以采用上述的第二、第三、第四实施方式的各自的初级侧的结构。
接着，对各变压器Tr、Ts、Tt的次级侧的结构进行说明。在第一次级线圈L21的一端(本例中为开始卷绕端子)与正极输出端p之间连接有输出二极管D1。输出二极管D1的阳极与第一次级线圈L21的一端连接，阴极与正极输出端p连接。第一次级线圈L21的另一端与负极输出端n连接。
在第二次级线圈L22的另一端(本例中为卷绕结束端子)与正极输出端p之间连接有输出二极管D2。输出二极管D2的阳极与第二次级线圈L22的另一端连接，阴极与正极输出端p连接。第二次级线圈L22的一端与负极输出端n连接。
输出二极管D1、D2在被施加正向偏置的电压时导通，被施加反向偏置时断开。在正极输出端p与负极输出端n之间连接有滤波电容器C。在这些输出端p、n之间连接有负载。
<第五实施方式的工作>
参照图9A、图9B以及图9C，对图8的电路结构的功率因数改善装置的工作进行说明。在图9A以及图9B中，省略地示出了图8的电路结构的一部分。图9A对应于R模式(第一输入端R为最低电位)下的接通期间，图9B对应于R模式下的断开期间。图9C表示在控制信号的一个周期内的流经初级线圈以及次级线圈的电流波形的例子。关于S模式以及T模式也相同，因而省略。此外，关于滤波电容器C的充放电电流，省略图示以及说明。
·接通期间的工作
图9A表示R模式下的接通期间的电流的流动。带箭头的虚线表示主电流的流动。带箭头的双点划线表示通过回流电流产生的二次电流。
当控制信号Vg成为接通时，FETQ1、FETQ2、FETQ3均成为接通，开关闭合。
在变压器Ts的初级线圈Ls1中，由于线电压vsr，流动输入电流isr1。输入电流isr1的路径为第二输入端S→初级线圈Ls1→FETQ2→FETQ1(或回流二极管D4)→初级线圈Lr1→第一输入端R。
由于在变压器Ts的初级线圈Ls1流动输入电流isr1，在第一次级线圈Ls21产生由相互电磁感应引起的电动势，相对于第一次级线圈Ls21的一端的电位，输出二极管D2成为正向偏置而导通，正向电流isr2流动。正向电流isr2的路径为第一次级线圈Ls21→输出二极管D2→负载→第一次级线圈Ls21。由于在第二次级线圈Ls22产生的电动势相对于输出二极管D2’成为反向偏置，所以输出二极管D2’不导通。此外，在接通期间，由于输入电流isr1所包含的励磁电流而在变压器Ts蓄积磁能。
在变压器Tt的初级线圈Lt1中，由于线间电压vtr而流动输入电流itr1。输入电流itr1的路径为第三输入端T→初级线圈Lt1→FETQ3→FETQ1(或回流二极管D4)→初级线圈Lr1→第一输入端R。
由于在变压器Tt的初级线圈Lt1流动输入电流itr1，在第一次级线圈Lt21产生由相互电磁感应引起的电动势，相对于第一次级线圈Lt21的一端的电位，输出二极管D3成为正向偏置而导通，正向电流itr2流动。正向电流itr2的路径为第一次级线圈Lt21→输出二极管D3→负载→第一次级线圈Lt21。由于在第二次级线圈Lt22产生的电动势相对于输出二极管D3’成为反向偏置，所以输出二极管D3’不导通。此外，在接通期间，由于输入电流itr1所包含的励磁电流而在变压器Tt蓄积磁能。
在接通期间，在变压器Tr的初级线圈Lr1流动回流电流(isr1+itr1)。回流电流的朝向为输入电流的反方向。由于该回流电流，在第二次级线圈Lr22产生输出二极管D1’成为正向偏置的电动势，所以在第二次级线圈Lr22流动二次正向电流irr2。正向电流irr2的路径为第二次级线圈Lr22→输出二极管D1’→负载→第二次级线圈Lr22。另一方面，由于在第一次级线圈Lr21产生的电动势相对于输出二极管D1为反向偏置，所以输出二极管D1不导通。此外，在接通期间，由于回流电流而被励磁，在变压器Tr蓄积磁能。
在本实施方式的功率因数改善装置中，在接通期间流动输入电流的两个变压器以及在接通期间流动回流电流的一个变压器均在次级侧流动正向电流。但是，在前者的两个变压器中，从第一次级线圈输出正向电流，从在后者的一个变压器中第二次级线圈输出正向电流，关于这一点不同。
·断开期间的工作
图9B表示R模式下的断开期间的电流的流动。带箭头的虚线表示主电流的流动。带箭头的双点划线表示二次电流。
当控制信号Vg成为断开时，FETQ1、FETQ2、FETQ3均断开，开关打开。初级线圈Lr1、Ls1、Lt1的各电流路径被断开，电流成为零。由此，在各线圈产生反电动势。
由于在变压器Ts的第二次级线圈Ls22产生的反电动势，输出二极管D2’成为正向偏置，反激电流isr2流动。反激电流isr2的路径为第二次级线圈Ls22→输出二极管D2’→负载(或滤波电容器C)→第二次级线圈Ls22。另一方面，在第一次级线圈Ls21产生的反电动势由于相对于输出二极管D2为反向偏置，所以输出二极管D2不导通。通过在截止期间反激电流isr2流动，在变压器Ts蓄积的磁能被释放。
由于在变压器Tt的第二次级线圈Lt22产生的反电动势，输出二极管D3’成为正向偏置，反激电流itr2流动。反激电流isr2的路径为第二次级线圈Lt22→输出二极管D3’→负载→第二次级线圈Lt22。另一方面，由于在第电感设为L，则
|sr1＝Vsr/Lω(ω为控制信号Vg的频率)
该式表示在初级线圈流动的电流成为相位与输入电压相同的正弦波。由此，在次级线圈流动的电流也成为相位与输入电压相同的正弦波。因此，功率因数成为1而改善功率因数。
如图9A、图9B以及图9C所示，在R模式下，在接通期间从各变压器输出正向电流，在断开期间从各变压器输出反激电流。关于S模式、T模式也相同。
[6]功率因数改善装置的控制方法
本发明的功率因数改善装置的控制方法的特征为，在升压转换器的开关控制中，针对三相交流的各相的输入电压，仅使用具有固定的占空比的一个控制信号来进行控制。即，针对全部的相以相同的时刻进行通断，接通时间与断开时间为固定。因此，控制部只要仅对占空比进行确定即可。
在针对现有技术的三相交流的功率因数改善装置的升压转换器中，大多通过PWM处理来提供占空比变化的控制信号，或者针对于各相以不同的时刻进行开关控制。本发明的控制方法与这些相比，极为简单。
此外，对占空比进行确定的方法不限于一个，根据目的而能够采用多种确定方法。此外，为了对占空比进行确定而进行检测的参数也可以仅为输入电压Vi。在其它例中，除了输入电压Vi还对输出电压Vo进行检测。在本发明的功率因数改善装置中，能够基于检测到的一个或两个参数来进行多种控制。
[7]第六实施方式
第六实施方式涉及用于对上述功率因数改善装置的控制信号即PWM控制IC的输出信号的占空比进行控制的占空比控制器。
对于功率因数改善装置的开关元件的控制部，通常使用PWM控制IC。在功率因数改善装置中，输入电压(发电机输出电压)vi与输出电压Vo成比例，由下式表示。由于作为比例系数的斜率为将控制信号vp的占空比D作为变量的函数，所以用M(D)表示。
Vo＝M(D)·vi 式(1)
PWM控制IC为公知的，市售各种装置。作为与通常的PWM控制IC共用的结构，具有输入占空比控制电压Vcs的cs端子、输出具有规定的占空比的PWM控制信号的out端子以及用于对功率因数改善装置的输出电压Vo进行稳定化的反馈用的fb端子。PWM控制IC如下式所示，构成为占空比控制电压Vcs与控制信号vp的占空比D成比例。
D＝A·Vcs(A为规定的比例系数) 式(2)
通常，设置有用于生成向PWM控制IC输入的占空比控制电压Vcs的其它控制部(称为“占空比控制器”)。在占空比控制器中，对发电机输出电压vi进行检测，根据其振幅来确定最佳的占空比，将与所确定的占空比对应的占空比控制电压Vcs向PWM控制IC发送。因此，在占空比控制器中，如下式那样，根据将发电机输出电压vi设为变量的规定的函数f，生成占空比控制电压Vcs。
Vcs＝f(vi) 式(3)
在此的函数f用于表示vi和Vcs具有一一对应的规定的关系。
此外，在风力发电的发电机的情况下，通常，从启动到发电机输出电压小于开启电压的期间没有取出电力，在成为开启电压时开始取得电力，即开始功率因数改善装置的运转。因此，占空比控制器也具有对开启电压进行辨别的功能。
尤其在使用自然能源的风力发电等交流发电机的情况下，由于其输出变动大，所以为了功率因数改善装置的开关控制而进行了复杂的控制。作为上述的占空比控制器的Vcs＝f(vi)的函数f的具体结构，通常采用对功率因数改善装置的输入输出电力进行感测并进行基于爬山法的最大功率点跟踪(MPPT)控制来对占空比进行确定的结构、和预先存储发电机输出电压vi与功率因数改善装置的输出电压Vo的对应表并基于此对占空比进行确定的结构中的任一种方法。
但是，实现如上述这样的结构的占空比控制器的电路规模变大。当同时设置电路规模大的占空比控制器和功率因数改善装置时，发电机的电力转换***整体大型化且成本变高。此外，在表方式的情况下预先进行的数据设定极为复杂。可以说在利用自然能源领域中的交流发电机的功率因数改善装置中优选简单的结构和控制。
进而，有时根据需要而欲对功率因数改善装置的由Vo＝M(D)·vi的关系式决定的发电机输出电压vi与功率因数改善装置的输出电压Vo的比例系数即斜率M(D)进行调节。在该情况下，根据上式(1)～(3)，需要对占空比控制器中的Vcs＝f(vi)的函数f进行改变。如果为表方式，则需要多个表。对占空比控制器追加这种功能，使占空比控制器的结构进一步复杂化。
在第六实施方式中具有占空比控制器，其能够通过简单的结构来调节向与功率因数改善装置组合的PWM控制IC的cs端子输入的占空比控制电压。
根据第六实施方式，由于能够通过简单的结构对向PWM控制IC的cs端子输入的占空比控制电压进行调节，所以能够紧凑且低成本地实现功率因数改善装置。
(7-1)第六实施方式的基本结构
图10为概要且示意地表示第六实施方式涉及的包含PWM控制IC用的占空比控制器的基本方式的功率因数改善装置的结构的图。
发电机100为例如风力发电的交流发电机。发电机输出电压vi为三相交流的相电压或线电压的有效值或与这些成比例的值。
PWM控制IC1构成为从out端子输出与输入至cs端子的占空比控制电压Vcs成比例的具有占空比D的控制信号vp。在通常的三角波比较方式中，向比较器输入高频载波三角波电压和占空比控制电压Vcs，获得比较器的输出脉冲信号作为控制信号vp。占空比D与占空比控制电压Vcs的关系如上述的式(2)那样。
一次级线圈Lt21产生的反电动势相对于输出二极管D3为反向偏置，所以输出二极管D3不导通。通过在断开期间反激电流itr2流动，在变压器Tt蓄积的磁能被释放。
由于在变压器Tr的第一次级线圈Lr21产生的反电动势，输出二极管D1成为正向偏置，反激电流irr2流动。反激电流irr2的路径为第一次级线圈Lr21→输出二极管D1→负载→第一次级线圈Lr21。另一方面，由于在第二次级线圈Lr22产生的反电动势相对于输出二极管D1’为反向偏置，所以输出二极管D1’不导通。通过在断开期间反激电流irr2流动，在变压器Tr蓄积的磁能被释放。
在本实施方式的功率因数改善装置中，在断开期间任一个变压器的次级线圈均流动反激电流。断开期间的各变压器的反激电流从与接通期间输出了正向电流的次级线圈不同的另一个次级线圈被输出。
另外，在R模式下从变压器Tr获得的二次正向电流以及反激电流是在接通期间向初级侧流动回流电流而产生的。因此，在对于变压器的初级侧的结构而采用了上述的第二实施方式以及第四实施方式的情况下，由于回流电流绕过初级线圈，因而不能够从次级线圈获得二次电流。
[一个周期的电流波形]
图9C为示意地表示控制信号Vg的一个周期的波形、和在R模式下的各变压器的初级线圈Lr1、Ls1、Lt1以及次级线圈Lr21和Lr22、次级线圈Ls21和Ls22、次级线圈Lt21和Lt22流动的电流的波形的例子。控制信号Vg的占空比用接通时间的长度Ton相对于一个周期的长度T的比来表示。
在接通期间，初级线圈Ls1、Lt1的电流isr1、itr1随着时间的经过而增加。初级线圈Lr1虽然极性相反但绝对值增加。次级线圈Lr22的电流irr2以及次级线圈Ls21、Lt21的电流isr2、itr2也随着时间的经过而增加。
在断开期间，次级线圈Lr21的电流irr2以及次级线圈Ls22、Lt22的电流isr2、itr2随着时间的经过而减少。
例如将一个周期内的初级线圈Ls1的电流isr1的平均值设为Isr1，将线电压vsr的瞬时值(一个周期开始时的值)设为Vsr，将初级线圈Ls1的
控制信号vp为数kHz～数百kHz的高频脉冲信号，在将一个周期设为T，将接通期间设为Ton时，占空比D用下式表示。
D＝Ton/T 式(4)
功率因数改善装置(PFC)为上述各实施方式示出的装置。负载等103为各种设备、逆变器(包含***互联逆变器)等。
功率因数改善装置的输入电压即发电机输出电压vi与输出电压Vo的关系用具有斜率M(D)的一次函数表示，如上述的式(1)那样。当占空比D变化时，斜率M(D)变化。
第六实施方式的占空比控制器7检测发电机输出电压vi并作为输入，输出占空比控制电压Vcs。占空比控制电压Vcs被输入到PWM控制IC的cs端子。
占空比控制器7具有基于检测到的发电机输出电压vi而生成直流检测电压Vi的电压检测部71。直流检测电压Vi基本上以与发电机输出电压vi成比例的方式生成。
进而，占空比控制器7具有被施加直流检测电压Vi并能够在与接地电位之间流动电流i的电流路径。在该电流路径中至少***了实质上处于串联连接关系的两个电阻元件。随着直流检测电压Vi的增减，流经电流路径的电流也增减。在两个电阻元件中，一个为作为可变电阻元件的第一电阻元件Rv，另一个为具有固定的电阻值的第二电阻元件Rcs。由于电流i而在第二电阻元件Rcs的两端之间产生的电压作为占空比控制电压Vcs被提供至PWM控制IC1的cs端子。它们的关系能够如以下所示。
Vi＝B·vi(B为规定的比例系数) 式(5)
i＝Vi/(Rv+Rcs) 式(6)
Vcs＝i·Rcs 式(7)
从上式(5)(6)(7)示出了在第一电阻元件Rv及第二电阻元件Rcs的值为固定时，如果发电机输出电压vi增减，则占空比控制电压Vcs也增减。
此外，从上式(5)(6)(7)示出了在发电机输出电压vi为固定时，如果改变第一电阻元件Rv的值，则电流i变化，占空比控制电压Vcs变化。
如果利用这一点，则即使发电机输出电压vi为相同的值，也能够通过对第一电阻元件Rv进行调节，从而对占空比控制电压Vcs的大小即与此对应的占空比D进行调节。这意味着能够通过对第一电阻元件Rv进行调节而改变输出电压Vo相对于功率因数改善装置的输入电压(发电机输出电压)vi的斜率M(D)。
图11为基于式(5)(6)(7)示意地示出了占空比控制器7中作为输入的发电机输出电压vi与作为输出的占空比控制电压Vcs之间的关系的图表。成为在第一电阻元件Rv的电阻值大时沿直线g1而变化，在电阻值小时沿直线g2而变化的一次函数。
在风力发电中，通常，发电机输出电压vi变动大。例如，在发电机输出电压vi在Δvi的范围内变化的情况下，当第一电阻元件Rv大时，占空比控制电压Vcs在ΔVcs(大)的范围内变化，当第一电阻元件Rv小时，占空比控制电压Vcs在ΔVcs(小)的范围内变化。
另外，在图11的图表中，作为发电机输出电压vi的一点的vcin表示在风力发电中开始获取电力(开始由功率因数改善装置进行电力转换)的开启电压。在小于开启电压vcin的情况下，由于不进行电力获取，所以使直线g1、g2成为虚线。
虽然在图10未图示，但第六实施方式的占空比控制器7能够附加仅在开启电压vcin以上的范围内运转的结构。关于该结构的具体例，以后述的图13以及图14所示的结构来说明。
图12为示意地表示在如图10所示那样对占空比控制器7的第一电阻元件Rv进行调节的情况下的功率因数改善装置的输入电压即发电机输出电压vi与输出电压Vo的关系的图表。
在该例中，为了便于说明，将vi与Vo的斜率M(D)的函数设为1/(1-D)。在使用第六实施方式的占空比控制器7和PWM控制IC1来控制功率因数改善装置的情况下，当发电机输出电压vi变动时，占空比D也随之变动。作为参考，图12的图表中以单点划线示出占空比D为0.25、0.5、0.7的各固定值的情况下的升压转换器的vi与Vo的关系。
功率因数改善装置的输入电压vi与输出电压Vo的关系成为例如在图10所示的第一电阻元件Rv的电阻值大时沿直线D1变化，在电阻值小时沿直线D2变化的一次函数。
例如，在发电机输出电压vi在Δvi的范围内变化的情况下，在图10所示的第一电阻元件Rv大时，输出电压Vo在ΔVo：Rv(大)的范围内变化。在图示的例子中，占空比D在0.25～0.5的范围内变化。此外，在第一电阻元件Rv小时，输出电压Vo在ΔVo：Rv(小)的范围内变化。在图示的例子中，占空比D在0.5～0.7的范围内变化。
像这样，通过对占空比控制器7的第一电阻元件Rv的电阻值进行调节，能够对功率因数改善装置的输入电压vi与输出电压Vo的关系进行改变。在现有技术中，在欲改变功率因数改善装置的输入电压vi与输出电压Vo的关系时，需要复杂且大规模的控制部，但是根据第六实施方式，能够仅通过一个可变电阻元件的调节来进行，因此能够以极为简单的结构实现。虽然不能够进行随意的设定，但具有充分的实用性和操作容易性，且能够使电力转换***紧凑且低成本。
(7-2)第六实施方式的第一结构例
<第一结构例的电路结构>
图13为概要地表示第六实施方式的第一结构例的包含占空比控制器7A的功率因数改善装置的图。输出电压Vo被反馈至PWM控制IC1的反馈端子fb。
发电机1的输出为三相交流电。作为占空比控制器7A的输入级的电压检测部71对发电机输出电压vi进行检测，并生成与此成比例的直流检测电压Vi。在本例中，从三相交流的各相线起分别经由二极管D4、D5、D6而对交流电压进行半波整流，对其进行加法运算而获得直流检测电压Vi。电压检测部71的结构不限于图示的例子，只要是基于发电机输出电压vi来生成与其成比例的直流检测电压Vi的结构即可。
在二极管D4、D5、D6的阴极与晶体管Q31(n型)的集电极之间连接集电极电阻R31，在与基极之间连接有偏置电阻R33。在晶体管Q31的发射极与齐纳二极管Z31的阴极之间并联连接有发射极电阻R32以及电容器C。齐纳二极管Z31的阳极设为接地电位。
晶体管Q31的基极与二极管D31的阳极连接。二极管D31的阴极与占空比控制器7的电源Vcc连接。
在晶体管Q31的发射极与晶体管Q32(p型)的发射极之间连接有第一可变电阻Rv1。第一可变电阻Rv1为用于对功率因数改善装置的输入电压(发电机输出电压)vi和输出电压Vo的斜率进行调节的电阻，被设定为规定的值。
在晶体管Q32的集电极与接地电位之间并联连接有电阻R34和齐纳二极管Z32。晶体管Q32的基极与第二可变电阻Rv2的中间端子连接。第二可变电阻Rv2用于对开启电压vcin进行设定，被设定为规定的值。晶体管Q32的基极发射极之间连接有二极管D32。第二可变电阻Rv2连接于电源Vcc与齐纳二极管Z31的阴极之间。
晶体管Q33(n型)的基极与晶体管Q32的集电极连接，集电极与电源Vcc连接。在晶体管Q33的发射极与接地电位之间连接有电阻Rcs。晶体管Q33的发射极与PWM控制IC1的cs端子连接。在晶体管Q33的基极发射极之间连接有二极管D33。
<第一结构例的电路工作>
作为一例，假定在风力发电中发电机输出电压vi从0V逐渐增大至200～300V左右，对占空比控制器7A的工作进行说明。作为一例，电源Vcc为24V，齐纳二极管Z31、Z32的击穿电压为5V。
·开始发电时
在发电机输出电压vi即直流检测电压Vi为0V的时刻，在电源Vcc→第二可变电阻Rv2→齐纳二极管Z31→接地的电流路径中流动电流。通过该电流，作为第二可变电阻Rv2的中间端子的d点的电位成为作为电源Vcc的分压电位的规定的电位。d点电位以与发电机输出电压vi的开启电压vcin对应的方式设定。
此外，在电源Vcc→第二可变电阻Rv2的中间端子(d点)→二极管D32→第一可变电阻Rv1→晶体管Q31发射极(a点)→电阻R32→齐纳二极管Z31→接地的电流路径中也流动电流，作为晶体管Q31的发射极的a点的电位成为电源Vcc的规定的分压电位。晶体管Q31的基极的b点电位为直流检测电压Vi。各点的电位的高低如以下所示。
b点<a点<c点<d点<Vcc
在直流检测电压Vi为0V时，由于b点电位比a点电位低，所以晶体管Q31为非导通。由于c点电位比d点电位低，所以晶体管Q32也为非导通。只要晶体管Q32不导通，则晶体管Q33为非导通。二极管D31成为反向偏置，二极管D32成为正向偏置，齐纳二极管Z31成为击穿电压。当直流检测电压Vi从0V增大时，b点电位上升。
·晶体管Q31的导通
当b点电位变得比a点电位高而基极电流流动时，晶体管Q31导通。因此，由于直流检测电压Vi而在电阻R31→晶体管Q31→电阻R32→齐纳二极管Z31→接地的电流路径中流动电流i1。a点电位大致成为由施加直流检测电压Vi的电阻R31、电阻R32以及齐纳二极管Z32决定的分压电位。该时刻的各点的电位的高低如下所示。
a点<b点<c点<d点<Vcc
当直流检测电压Vi进一步增大时，a点电位与b点电位一起上升。晶体管Q32至少在a点电位以及c点电位变得比d点电位高之前为非导通。
·晶体管Q32以及Q33的导通：开启
当直流检测电压Vi进一步增大时，a点、b点以及c点电位变得比d点电位高，当基极电流流动时，晶体管Q32导通。因此，由于直流检测电压Vi而在晶体管Q31→第一可变电阻Rv1→晶体管Q32→电阻R34→接地的电流路径中流动电流i2。二极管D32成为非导通。由于电流i2流动，e点电位变得比f点电位高，基极电流流动，晶体管Q33导通。由此，在电源Vcc→晶体管Q33→电阻Rcs→接地的电流路径中流动电流i3。其结果为，产生电阻Rcs的两端电压，向PWM控制IC1的cs端子输入占空比控制电压Vcs。由此，PWM控制IC1启动，开始基于功率因数改善装置的电力获取。该时刻的各点的电位的高低如下所示。
d点<c点<a点<b点<Vcc
以晶体管Q32以及Q33导通的时刻的发电机输出电压vi与开启电压vcin对应的方式，对第二可变电阻Rv2的中间端子即d点电位进行设定。
当直流检测电压Vi进一步增大时，a点以及b点的电位变得比电源Vcc更高。由此，二极管D31成为正向偏置而导通。通过使基于直流检测电压Vi的电流经由电阻R33以及二极管D31而绕过，避免在晶体管Q31流动大电流。
在获取电力中，当发电机输出电压vi即直流检测电压Vi增减时，电流i1、i2、i3分别增减。占空比控制电压Vcs也随之增减。
·占空比控制电压Vcs的调节
通过对第一可变电阻Rv1的电阻值进行调节，能够在发电机输出电压vi相同的情况下也使流经晶体管Q32的电流i2变化。如果第一可变电阻Rv1的电阻值变大，则电流i2减小，如果电阻值变小则电流i2增大。由此，晶体管Q33的基极电流发生变化，流经晶体管Q33的电流i3发生变化，其结果为，占空比控制电压Vcs变化。因此，如图11以及图12说明的那样，通过对第一可变电阻Rv1进行调节，能够改变功率因数改善装置的输入电压(发电机输出电压)vi与输出电压Vo的关系。该改变也能够在电力获取中进行。
(7-3)第六实施方式的第二结构例
<第二结构例的电路结构>
图14为概要地表示第六实施方式的第二结构例的包含占空比控制器7B的功率因数改善装置的图。
发电机100的输出与第一结构例相同地为三相交流电。作为占空比控制器7B的输入级的电压检测部71对发电机输出电压vi进行检测，并生成与其成比例的直流检测电压Vi。在本例中，由变压器T和整流平滑电路构成。在三相交流的两个相线连接变压器T的初级线圈，取得从次级线圈的两端被降压的交流电压。变压器T的初级线圈对三相交流的线电压进行检测。变压器T的次级线圈与整流部的输入端连接。整流部作为一例为桥式整流电路，但并不限于此。在整流部的正极端p与负极端n之间连接有滤波电容器C41。在正极端p与负极端n之间的电压为直流检测电压Vi。
占空比控制器7B的电源Vcc与电压检测部71的正极端p连接。因此，在直流检测电压Vi增加时，将电源Vcc作为基准电位，负极端n的电位从基准电位向负方向下降。
在电源Vcc与负极端n之间连接有电阻R41。晶体管Q41(p型)的基极经由电阻R42与负极端n连接。晶体管Q41的发射极经由第一可变电阻Rv1与第二可变电阻Rv2的中间端子连接。在晶体管Q41的集电极与接地电位之间并联连接有电阻Rcs和电容器C42。晶体管Q41的集电极与PWM控制IC1的cs端子连接。第一可变电阻Rv1用于对功率因数改善装置的输入电压(发电机输出电压)vi和输出电压Vo的斜率进行调节，被设定为规定的值。
第二可变电阻Rv2与齐纳二极管Z成为在电源Vcc与接地电位之间串联连接的结构。第二可变电阻Rv2用于对开启电压vcin进行设定，被设定为规定的值。
<第二结构例的电路工作>
作为一例，假定在风力发电中发电机输出电压vi从0V逐渐增大至200～300V左右，对占空比控制器7B的工作进行说明。作为一例，变压器T的匝数比为20：1(初级侧为200V时，次级侧为10V)，电源Vcc为24V，齐纳二极管Z的击穿电压为5V。
·开始发电时
在发电机输出电压vi为0V的时刻，变压器T的次级线圈的两端电压为0V。因此，由于作为整流平滑电路的输出电压的直流检测电压Vi为0V，正极端p与负极端n为相同电位，为电源Vcc的电位。另外，正极端p的电位为总是与电源Vcc相同的电位。
此外，在电源Vcc→第二可变电阻Rv2→齐纳二极管Z→接地的电流路径中电流流动。齐纳二极管Z成为击穿电压。由于该电流，作为第二可变电阻Rv2的中间端子的k点的电位成为作为电源Vcc的分压电位的规定的电位。k点电位以与发电机输出电压vi的开启电压vcin对应的方式设定。该时刻的各点的电位的高低如下所示。
k点<n点＝p点＝Vcc
向作为晶体管Q41的发射极的h点施加k点电位，向基极施加n点电位，由于h点电位比n点电位低，所以晶体管Q41为非导通。当直流检测电压Vi从0V增大时，n点电位从作为基准电位的电源Vcc下降。
·晶体管Q41的导通：启动
当n点电位比h点电位低而基极电流流动时，晶体管Q41导通。由此，在电源Vcc→第二可变电阻Rv2中间端子(k点)→第一可变电阻Rv1→晶体管Q41→电阻Rcs的电流路径中流动电流i41。其结果为，产生电阻Rcs的两端电压，向PWM控制IC1的cs端子输入占空比控制电压Vcs。由此，PWM控制IC1启动，开始基于功率因数改善装置的电力获取。该时刻的各点的电位的高低如下所示。
j点<n点<h点<k点<p点＝Vcc
以该时刻的发电机输出电压vi与开启电压vcin对应的方式，对第二可变电阻Rv2的中间端子即k点电位进行设定。
在电力获取中，当发电机输出电压vi即直流检测电压Vi增减时，晶体管Q41的基极电流增减，所以电流i41增减。占空比控制电压Vcs也随其增减。
·占空比控制电压Vcs的调节
通过对第一可变电阻Rv1的电阻值进行调节，能够在相同的发电机输出电压vi的情况下也使流经晶体管Q41的电流i41变化。如果第一可变电阻Rv1的电阻值变大则电流i41减小，如果电阻值变小则电流i41增大。由此，占空比控制电压Vcs变化。如图11以及图12说明的那样，通过对第一可变电阻Rv1进行调节，能够改变功率因数改善装置的输入电压(发电机输出电压)vi与输出电压Vo的关系。该改变在电力获取中也能够进行。
[8]第七实施方式
第七实施方式涉及用于与上述的功率因数改善装置中的变压器的初级线圈连接的开关元件的高耐压化的结构。
另外，该结构不限于上述的功率因数改善装置，也能够适用于AC/DC转换器、DC/DC转换器等具有变压器的多种开关电源。此外，输入也可以是除了正弦波以外固定电压的直流、脉动电流、方形波等进行变动的电压、电流。在这种开关电源中，通过对与变压器的初级线圈连接的开关元件进行通断控制，对输入至初级线圈的直流或交流的电流进行导通或断开，从而从次级线圈获取所需的直流电。
在开关元件从接通切换为断开时，在变压器的初级线圈产生由反电动势引起的尖峰电压。由于该尖峰电压施加于开关元件，所以开关元件要求对于该尖峰电压的耐压特性。在仅以一个开关元件不能够确保耐压特性的情况下，有时对两个开关元件(以下，各称为“子开关元件”)进行级联连接。
在对两个子开关元件进行了级联连接的情况下，需要同时对这些子开关元件进行通断控制。例如在专利文献8中，构成为通过以规定的开关频率对第一子开关元件的控制端子(FET的情况为栅极端子)进行通断驱动，并且级联连接的第二子开关元件也同步地进行通断工作。
但是，用于使通过级联连接而追加的第二子开关元件与第一子开关元件同步地进行通断控制的电路存在除了必须另外设置驱动电源之外驱动电路的元件数量也多而成为复杂的结构的问题。鉴于该问题点，在第七实施方式中，通过简单的结构来实现开关元件的高耐压化。
在以下的第七实施方式的说明中，仅对上述的功率因数改善装置的三相交流电的三个输入端中的一个输入端相关的结构进行了记载。关于其它两个输入端为相同，因而省略说明。此外，为了简化说明，将输入假定为高压的直流电压进行了说明。在输入上述的三相交流电的情况下，在交流电压为高电压的区域中完成相同地发挥作用。
(8-1)第七实施方式的第一结构例(升压型开关电源)
<第一结构例的电路结构>
图15为概要地表示第七实施方式的第一结构例的电路图。在本电路中，在输入端1与输入端2之间施加直流电压。在本例中，对以输入端2作为基准电位(在图1的功率因数改善装置中，与e点对应)，以输入端1作为正的输入电位的情况进行说明。
本电路具有具备初级线圈L1以及次级线圈L2的变压器T(在图1的功率因数改善装置中，与变压器Tr、Ts、Tt的任一个对应)。以黑圆点表示各线圈的开始卷绕端子。优选初级线圈L1和次级线圈L2磁耦合且耦合系数为1。当耦合系数小于1时，由于在初级线圈L1产生的尖峰电压变得更大，所以要求对于开关元件进一步高耐压。
变压器T的次级侧的结构为反激方式，在次级线圈L2的卷绕结束端子连接输出二极管D的阳极，在输出二极管D的阴极与次级线圈L2的开始卷绕端子之间连接有滤波电容器C。向作为滤波电容器C的两端的输出端3与输出端4(在图1的功率因数改善装置中，与正极输出端p和负极输出端n对应)之间进行输出，向负载进行电力供给。
初级线圈L1的一端与输入端1连接，并被施加输入电位。在初级线圈L1的另一端与输入端2之间级联连接第一子开关元件Q11和第二子开关元件Q12，即，各子开关元件的相互的电流路径以串联的方式连接。在本例中，各子开关元件为N沟道FET。
第一子开关元件Q11的源极与输入端2连接，并被施加输入侧基准电位。向第一子开关元件Q11的栅极输入用于对第一开关元件Q11的漏极源极间的电流路径进行导通或断开的控制电压Vg。即，第一开关元件Q11是为了对由于输入电位而在初级线圈L1流动的电流进行导通或断开而被通断驱动。控制电压Vg为向栅极源极间施加的具有规定的开关频率和占空比的脉冲信号，并通过未图示的控制部生成。在该情况下，第一子开关元件Q11在栅极为高电位时接通，在为低电位时断开。
第二子开关元件Q12***在第一子开关元件Q11与初级线圈之间，其漏极与初级线圈L1的另一端连接，源极与第一子开关元件Q11的漏极连接。
进而，在第二子开关元件Q12的栅极源极间连接有齐纳二极管ZD。齐纳二极管ZD以相对于第二子开关元件Q12的栅极源极间的接通控制电压的朝向而成为反向偏置的朝向进行连接。由于作为N沟道FET的第二子开关元件Q12的接通控制电压是相对于源极而成为栅极高电位的朝向，因此齐纳二极管ZD的阴极与栅极连接，阳极与源极连接。
齐纳二极管ZD的齐纳电压设定为比第二子开关元件Q12的栅极阈值电压充分大。此外，齐纳电压设定为比输入电位与输入侧基准电位之间的输入电压充分小。
进而，在第二子开关元件Q12的栅极与初级线圈L1的一端之间连接有电阻元件R51。因此，在输入端1与输入端2之间的输入电压以被电阻元件R51、齐纳二极管ZD以及第一子开关元件Q11分压的方式施加。齐纳二极管ZD能够以相对于该输入电压成为反向偏置的朝向进行连接。
作为其它示例，输入端1也可以为负的输入电位。在输入电压为负电压的情况下，作为开关元件Q11、Q12，代替N沟道FET而使用P沟道FET。在该情况下，使开关元件Q11、Q12的源极与漏极朝向相反地连接，使齐纳二极管ZD也以极性朝向相反地连接，此外，次级侧的输出二极管D与次级线圈L2的开始卷绕端子侧连接，滤波电容器C的极性也朝向相反。
<第一结构例的电路工作>
图16是为了对图15所示的电路的工作进行说明而示意地示出电位关系的图，(a)为第一子开关元件Q11的控制电压Vg的接通时(接通期间刚开始后)，(b)为表示断开时(断开期间刚开始后)的各状态。使用图15的电路图所示的a点～d点来说明。
·接通时的工作
在控制电压Vg成为接通电压时，第一子开关元件Q11导通，第一子开关元件Q11的漏极源极间电压(c点-d点间电压)由于短路而成为零。由此，c点电位＝d点电位＝输入侧基准电位。
向a点总是施加输入电位Vin。设为输入电位Vin相对于d点的基准电位为例如为300伏左右，比齐纳二极管ZD的例如20伏的齐纳电压Vz充分大。在a点-d点间电压被分压地分别施加在电阻元件R51和齐纳二极管ZD。齐纳二极管ZD的两端间电压即第二子开关元件Q12的栅极源极间电压(e点-c点间电压)成为齐纳电压Vz。齐纳电压Vz被选择为比第二子开关元件Q12的栅极阈值电压即接通电压充分大。其结果为，第二子开关元件Q12导通，第二子开关元件Q12的漏极源极间电压(b点-c点间电压)由于短路而成为零。由此，b点电位＝c点电位＝d点电位＝输入侧基准电位。
齐纳二极管ZD具有对接通期间的第二子开关元件Q12的栅极阈值电压进行确保的作用和作为防止在第二子开关元件Q12的栅极源极间负荷过大的电压的保护二极管的作用。
在变压器T中，通过向初级线圈L1的开始卷绕端子施加输入电位Vin并流动由此产生的电流，从而在次级线圈L2产生电动势，但是由于输出二极管D为反向偏置，因而没有流动次级电流，在变压器T蓄积磁能。
·断开时的工作
当控制电压Vg断开时，第一子开关元件Q11的漏极源极电流路径被断开，在初级线圈L1瞬间产生反方向的尖峰电压。由于尖峰电压，初级线圈L1的卷绕结束端子的b点电位远高于输入电位Vin即a点电位，例如从基准电位来看成为a点电位或其以上。由此，作为第一子开关元件Q11与第二子开关元件Q12的连接点的c点电位上升。
在此，在c点连接有齐纳二极管ZD的阳极，由于其阴极经由电阻元件R51与输入电位Vin连接，所以c点电位不会超过输入电位Vin即a点电位。
换言之，通过第二子开关元件Q12构成源极输出电路，作为第二子开关元件Q12的源极的c点电位跟随作为第二子开关元件Q12的栅极的e点电位，e点电位不会超过输入电位Vin(a点电位)。因此，c点电位也不会超过a点电位。
齐纳二极管ZD在断开期间也发挥作为保护二极管的作用。像这样，a点、e点、c点的电位最终成为相同程度，第二子开关元件Q12的栅极源极间电压(e点-c点间电压)变得比栅极阈值电压充分小，其结果为，第二子开关元件Q12被断开。其结果为，b点-d点间电压被分压地施加在第一子开关元件Q11与第二子开关元件Q12。在该b点-d点间电压的分压中，作为中间点的c点电位几乎被固定为a点电位，因此不会在两个子开关元件Q11、Q12中的一方产生较大的偏离而恰当地分压。
以上说明的接通时以及断开时的各工作实际上在瞬间产生。由此，在图15的电路中，通过控制电压Vg对第一子开关元件Q11进行通断驱动，从而第二子开关元件Q12也同步地进行通断。而且，第二子开关元件Q12的通断仅通过附加一个齐纳二极管ZD和一个电阻元件R51来实现。根据本电路，无需设置用于第二子开关元件Q12的驱动电源、复杂的驱动电路，并能够从输入电压获得驱动电源。
另外，在次级线圈L2中，由于在断开时卷绕结束端子成为正电位，输出二极管D成为正向偏置，所以向负载供给电流并且对滤波电容器C进行充电。由此，在变压器T蓄积的磁能被释放。
(8-2)第二结构例(降压型开关电源)
<第二结构例的电路结构>
图17为概要地表示第七实施方式的第二结构例的电路图。
在本电路中，向输入端1与输入端2之间施加直流电压。在本例中，以输入端2作为基准电位，以输入端1作为正的输入电位来说明。在该情况下，输出端3成为正的输出电位，输出端4成为用共用线与输入端2连接的基准电位。
本电路具有构成具备初级线圈L1和次级线圈L2的抽头电感的变压器T。以黑圆点来表示各线圈的开始卷绕端子。与上述的第一实施方式相同地，优选初级线圈L1与次级线圈L2进行磁耦合且耦合系数为1。次级线圈L2的卷绕结束端子与输出端3连接。在输出端3与输出端4之间并联连接有滤波电容器C和负载。
在作为初级线圈L1与次级线圈L2的连接点的变压器T的中间抽头连接有回流二极管D的阴极，回流二极管D的阳极与作为基准电位的输出端4连接。
在输入端1与初级线圈L1的一端之间级联连接有第一子开关元件Q11和第二子开关元件Q12，即以各开关元件的电流路径成为串联的方式连接。在本例中，各开关元件为P沟道FET。
第一子开关元件Q11的源极与输入端1连接，并被施加输入电位。在第一子开关元件Q11的源极与栅极间连接有电阻元件R51。栅极源极间电压经由电阻元件R51被施加。向第一子开关元件Q11的栅极输入用于对第一子开关元件Q11的源极漏极间的电流路径进行导通或断开的控制电压Vg。即，第一子开关元件Q11为了对由于输入电位而在初级线圈L1流动的电流进行导通或断开而被通断驱动。控制电压Vg为施加在栅极源极间的具有规定的开关频率和占空比的脉冲信号，并通过未图示的控制部而生成。在该情况下，第一子开关元件Q11在栅极为低电位时成为接通，在高电位时成为断开。
第二子开关元件Q12被***在第一子开关元件Q11与初级线圈L1之间，其源极与第一子开关元件Q11的漏极连接，漏极与初级线圈L1的一端连接。
进而，在第二子开关元件Q12的栅极源极间连接有齐纳二极管ZD。齐纳二极管ZD以相对于第二子开关元件Q12的栅极源极间的接通控制电压的朝向而成为反向偏置的朝向进行连接。由于作为P沟道FET的第二子开关元件Q12的接通控制电压是栅极相对于源极成为低电位的朝向，所以齐纳二极管ZD的阴极与源极连接，阳极与栅极连接。
齐纳二极管ZD的齐纳电压设定为比第二子开关元件Q12的栅极阈值电压充分大。此外，齐纳电压设定为比输入电位与基准电位之间的输入电压充分小。
进而，在第二子开关元件Q12的栅极与输入端2之间连接有电阻元件R52。
作为其它示例，输入端1也可以为负的输入电位。在输入电压为负电压的情况下，作为开关元件Q11、Q12使用N沟道FET代替P沟道FET。在该情况下，使开关元件Q11、Q12的源极与漏极朝向相反，使齐纳二极管ZD也以极性的朝向反向地连接，此外，回流二极管D以及滤波电容器C的极性的朝向也相反。
<第二结构例的电路工作>
图18是为了对图17所示的电路的工作进行说明而示意地示出电位关系的图，(a)为第一子开关元件Q11的控制电压Vg的接通时(接通期间刚开始后)，(b)为表示断开时(断开期间刚开始后)的各状态。使用图17的电路图所示的a点～d点进行说明。
·接通时的工作
当控制电压Vg为接通时，第一子开关元件Q11导通，第一子开关元件Q11的源极漏极间电压(a点-c点间电压)由于短路而成为零。由此，a点电位＝c点电位＝输入电位。
此时，向a点施加了输入电位Vin。相对于d点的基准电位的输入电位Vin设为例如300伏左右，比齐纳二极管ZD的例如20伏的齐纳电压Vz充分大。c点-d点间电压分别被分压地施加在齐纳二极管ZD和电阻元件R52。齐纳二极管ZD的两端间电压即第二子开关元件Q12的栅极源极间电压(c点-e点间电压)成为齐纳电压Vz。齐纳电压Vz被选择为比第二子开关元件Q12的栅极阈值电压充分大。其结果为，第二子开关元件Q12导通，第二子开关元件Q12的源极漏极间电压(c点-b点间电压)由于短路而成为零。由此，a点电位＝c点电位＝b电位＝输入电位。
齐纳二极管ZD具有对接通期间的第二子开关元件Q12的栅极阈值电压进行确保的作用和防止作为在第二子开关元件Q12的栅极源极间负荷过大的电压的保护二极管的作用。
其结果为，通过向初级线圈L1的开始卷绕端子b点施加输入电位Vin，在初级线圈L1以及次级线圈L2电流流动并向负载供给，并且对滤波电容器C进行充电。该电流也成为励磁电流，在变压器T蓄积磁能。
·断开时的工作
当控制电压Vg为断开时，第一子开关元件Q11的源极漏极间电流路径被断开，在初级线圈L1瞬间产生反方向的尖峰电压。由于尖峰电压，初级线圈L1的开始卷绕端子的电位(b点电位)远低于输入电位Vin即a点电位，成为比d点的基准电位低的负电位。例如，a点-b点间电压成为a点-d点间电压或其以上。由此，作为第一子开关元件Q11与第二子开关元件Q12的连接点的c点电位下降。
在此，在c点连接有齐纳二极管ZD的阴极，由于其阳极经由电阻元件R52与作为基准电位的d点连接，所以c点电位不会比基准电位即d点电位低。
换言之，通过第二子开关元件Q12构成源极输出电路，作为第二子开关元件Q12的源极的c点电位跟随作为第二子开关元件Q12的栅极的e点电位，e点电位不会比基准电位(d点电位)低。因此，c点电位也不会比d点电位低。
齐纳二极管ZD在断开期间也发挥作为保护二极管的作用。像这样，d点、e点、c点的电位最终成为几乎相同的程度，第二子开关元件Q12的栅极源极间电压(e点-c点间电压)比栅极阈值电压充分小，其结果为，第二子开关元件Q12被断开。其结果为，a点-b点间电压被分压地施加在第一子开关元件Q11和第二子开关元件Q12。在该a点-b点间电压的分压中，由于作为中间点的c点电位几乎被固定为d点电位，所以不会产生向两个子开关元件Q11、Q12的一方较大的偏离而恰当地分压。
以上说明的接通时以及断开时的各工作实际上在瞬间产生。由此，在图17的电路中，通过控制电压Vg对第一子开关元件Q11进行通断驱动，从而第二子开关元件Q12也同步地进行通断。而且，第二子开关元件Q12的通断仅通过附加一个齐纳二极管ZD和一个电阻元件R52来实现。根据本电路，无需设置用于第二子开关元件Q12的驱动电源、复杂的驱动电路，并能够从输入电压获得驱动电源。
另外，在断开期间的次级线圈L2中，开始卷绕端子成为负电位，卷绕结束端子成为正电位，回流二极管D成为正向偏置而流动电流，并向负载供给电流，并且对滤波电容器C进行充电。由此，在变压器T蓄积的磁能被释放。
(8-3)其它
在功率因数改善装置的第七实施方式中，第一、第二子开关元件为级联连接即彼此的电流路径被串联连接，两个子开关元件能够分担对于在初级线圈产生的尖峰电压的耐压特性。在该情况下，构成为在对第一子开关元件的控制端进行通断驱动时，第二子开关元件也与其同步地进行通断。在该结构中，第二子开关元件的通断能够经由一个齐纳二极管和一个电阻元件进行，无需用于第二子开关元件的驱动电源、复杂的驱动电路。因此，在功率因数改善装置等开关电源中，能够利用极其简单的结构实现开关元件的高耐压化。
像功率因数改善装置这样，针对例如输入交流电、对交流电压进行了整流的脉动电流、方形波等变动的电压、电流的开关电源进行补充。在该情况下，在输入电压比齐纳二极管ZD的齐纳电压充分大的范围内，成为与上述相同的工作。另一方面，在输入电压比齐纳电压低的范围内，第二子开关元件Q12保持断开的状态，开关电源不发挥作用。但是，如果输入电压比齐纳电压低的期间足够短，则能够忽视该期间。作为其它示例，也可以构成为在具有第二子开关元件Q12保持断开的期间的情况下，在该期间(至少第一子开关元件的接通期间)向第二子开关元件Q12的栅极施加超过栅极阈值电压的其它电压。
优选输入电压以比齐纳电压充分大，例如为10倍以上的方式对齐纳电压进行设定。另一方面，齐纳电压必须比第二子开关元件Q12的栅极阈值电压大。
作为其它示例，也可以将第一子开关元件Q11以及第二子开关元件Q12设为双极晶体管或IGBT。在该情况下，如图1的功率因数改善装置所示那样，在各子开关元件反并联地连接回流二极管。
附图标记说明
R、S、T：输入端；
p：正极输出端；
n：负极输出端；
Tr、Ts、Tt：变压器；
Lr1、Ls1、Lt1：初级线圈；
Lr2、Ls2、Lt2：次级线圈；
Lr21、Ls21、Lt21：第一次级线圈；
Lr22、Ls22、Lt22：第二次级线圈；
Q1、Q2、Q3、Q：开关元件(FET)；
D1、D2、D3：整流设备(输出二极管)；
D1’、D2’、D3’：整流设备(输出二极管)；
D4、D5、D6、D14、D15、D16：整流设备(回流二极管)；
D17、D18、D19：整流设备；
C：滤波电容器。

Claims (15)

1.一种功率因数改善装置，其特征在于，具有：
(a)第一输入端、第二输入端以及第三输入端(R、S、T)，其被输入三相交流电；
(b)正极输出端(p)以及负极输出端(n)；
(c)第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)，其各自具有初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)和次级线圈(Lr2、Ls2、Lt2)，各自的初级线圈的一端分别与所述第一输入端、第二输入端以及第三输入端(R、S、T)连接，且各自的次级线圈的一端与所述负极输出端(n)连接；
(d)一个或多个开关元件，其具有为了对所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间的电流路径进行导通或断开而进行通断控制的控制端(G)；
(e)第一整流设备、第二整流设备以及第三整流设备(D1、D2、D3)，其分别连接在所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的次级线圈(Lr2、Ls2、Lt2)的另一端与所述正极输出端(p)之间，在该次级线圈的另一端的电位为正向偏置时使朝向该正极输出端流动的电流分别导通，且在反向偏置时使朝向该正极输出端流动的电流分别断开；以及
(f)滤波电容器(C)，其连接在所述正极输出端(p)与所述负极输出端(n)之间，
(g)所述一个或多个开关元件的控制端(G)通过具有固定的占空比的一个控制信号而被控制。
2.如权利要求1所述的功率因数改善装置，其特征在于，
所述开关元件由第一开关元件、第二开关元件以及第三开关元件(Q1、Q2、Q3)构成，在所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间分别连接各开关元件。
3.如权利要求1所述的功率因数改善装置，其特征在于，
所述开关元件由一个开关元件(Q)构成，在所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间连接该开关元件。
4.如权利要求1至3中的任一项所述的功率因数改善装置，其特征在于，
具有第四整流设备、第五整流设备以及第六整流设备(D4、D5、D6)，其能够使从所述初级侧的共用电位端(e)经由各所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)向所述第一输入端、第二输入端以及第三输入端(R、S、T)回流的电流分别导通。
5.如权利要求1至3中的任一项所述的功率因数改善装置，其特征在于，
具有第四整流设备、第五整流设备以及第六整流设备(D14、D15、D16)，其能够使从所述初级侧的共用电位端(e)向所述第一输入端、第二输入端以及第三输入端(R、S、T)直接回流的电流分别导通。
6.一种功率因数改善装置，其特征在于，具有：
(a)第一输入端、第二输入端以及第三输入端(R、S、T)，其被输入三相交流电；
(b)正极输出端(p)以及负极输出端(n)；
(c)第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)，其各自具有初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)、第一次级线圈(Lr21、Ls21、Lt21)、和第二次级线圈(Lr22、Ls22、Lt22)，各自的初级线圈的一端分别与所述第一输入端、第二输入端以及第三输入端(R、S、T)连接，且各自的该第一次级线圈的另一端以及该第二次级线圈的一端与所述负极输出端(n)连接；
(d)一个或多个开关元件，其具有为了对所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间的电流路径进行导通或断开而进行通断控制的控制端(G)；
(e)第一整流设备、第二整流设备以及第三整流设备(D1、D2、D3)，其分别连接在所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的第一次级线圈(Lr21、Ls21、Lt21)的一端与所述正极输出端(p)之间，在该第一次级线圈的一端的电位为正向偏置时使向该正极输出端流动的电流分别导通，且在为反向偏置时使向该正极输出端流动的电流分别断开；
(f)第四整流设备、第五整流设备以及第六整流设备(D1’、D2’、D3’)，其连接在所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的第二次级线圈(Lr22、Ls22、Lt22)的另一端与所述正极输出端(p)之间，在该第二次级线圈的另一端的电位为正向偏置时使向该正极输出端流动的电流分别导通，且在为反向偏置时使向该正极输出端流动的电流分别断开；
(g)滤波电容器(C)，其连接在所述正极输出端(p)与所述负极输出端(n)之间，
(h)所述一个或多个开关元件的控制端通过具有固定的占空比的一个控制信号而被控制。
7.如权利要求6所述的功率因数改善装置，其特征在于，
所述开关元件由第一开关元件、第二开关元件以及第三开关元件(Q1、Q2、Q3)构成，在所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间连接各开关元件。
8.如权利要求6所述的功率因数改善装置，其特征在于，
所述开关元件由一个开关元件(Q)构成，在所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各自的初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)的另一端与初级侧的共用电位端(e)之间连接该开关元件。
9.如权利要求6至8中的任一项所述的功率因数改善装置，其特征在于，
具有第七整流设备、第八整流设备以及第九整流设备(D4、D5、D6)，其能够使从所述初级侧的共用电位端(e)经由各所述第一变压器、第二变压器以及第三变压器(Tr、Ts、Tt)的各初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)向所述第一输入端、第二输入端以及第三输入端(R、S、T)回流的电流分别导通。
10.如权利要求6至8中的任一项所述的功率因数改善装置，其特征在于，
具有第七整流设备、第八整流设备以及第九整流设备(D14、D15、D16)，其能够使从所述初级侧的共用电位端(e)向所述第一输入端、第二输入端以及第三输入端(R、S、T)直接回流的电流分别导通。
11.如权利要求6至10中的任一项所述的功率因数改善装置，其特征在于，
所述初级线圈(Lr1、Ls1、Lt1)与所述第一次级线圈(Lr21、Ls21、Lt21)的磁耦合为松耦合，且所述(Lr1、Ls1、Lt1)与所述第二次级线圈(Lr22、Ls22、Lt22)的磁耦合为紧耦合。
12.如权利要求1至11中的任一项所述的功率因数改善装置，其特征在于，
具有对三相交流电的输入电压进行检测的输入电压检测元件、和对与检测出的所述输入电压对应的一个占空比进行确定并生成具有所确定的占空比的所述控制信号的元件。
13.如权利要求12所述的功率因数改善装置，其特征在于，
所述输入电压与所述占空比的对应关系是预先设定的。
14.如权利要求1至13中的任一项所述的功率因数改善装置，其特征在于，
具有用于PWM控制IC(1)的占空比控制器(7)，所述PWM控制IC(1)具有输出所述控制信号的输出端子(out)和被输入用于对该控制信号的占空比(D)进行控制的占空比控制电压(Vcs)的控制端子(cs)，
所述占空比控制器(7)具有：
电压检测部(71)，其对输入至所述功率因数改善装置的交流输入电压(vi)进行检测，并生成与该交流输入电压(vi)成比例的直流检测电压(Vi)；
电流路径，其能够流动随着所生成的所述直流检测电压(Vi)的增减而增减的电流；
第一电阻元件(Rv1)以及第二电阻元件(Rcs)，所述第一电阻元件(Rv1)是串联***在所述电流路径的可变电阻元件，所述第二电阻元件(Rcs)具有固定的电阻值，
通过所述第一电阻元件(Rv1)的电阻值的调节，能够对流经所述第二电阻元件(Rcs)的电流进行调节，将该第二电阻元件(Rcs)的两端间电压作为所述占空比控制电压(Vcs)而向所述PWM控制IC(1)输出。
15.如权利要求1至14中的任一项所述的功率因数改善装置，其特征在于，
一个所述开关元件由级联连接的第一子开关元件(Q11)和第二子开关元件(Q12)构成，
所述第一子开关元件(Q11)与所述初级侧的共用电位端(e)连接电流路的一端，并具有为了对在一个所述初级线圈流动的电流进行导通或断开而进行通断驱动的控制端，
所述第二子开关元件(Q12)***在所述第一子开关元件(Q11)与所述初级线圈(L1)之间，并具有与该第一子开关元件(Q11)的电流路串联连接的电流路、和控制端，
齐纳二极管(ZD)，其连接在所述第一子开关元件(Q11)和所述第二子开关元件(Q12)的连接点、与该第二子开关元件(Q12)的控制端之间；
电阻元件(R51)，其连接在一个所述输入端与所述第二子开关元件(Q12)的控制端之间，
所述齐纳二极管(ZD)以相对于所述输入端与所述初级侧的共用电位端(e)之间的电压而成为反向偏置的朝向进行连接。
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