JP3261010B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JP3261010B2 JP3261010B2 JP13388195A JP13388195A JP3261010B2 JP 3261010 B2 JP3261010 B2 JP 3261010B2 JP 13388195 A JP13388195 A JP 13388195A JP 13388195 A JP13388195 A JP 13388195A JP 3261010 B2 JP3261010 B2 JP 3261010B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を直流に変換
するとともに直流電力を交流電源へ回生することのでき
るコンバータを備えた電力変換装置に関する。
するとともに直流電力を交流電源へ回生することのでき
るコンバータを備えた電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】工作機械の駆動源に使用されるモータを
可変速運転するインバータの直流電源として、モータ減
速時にモータの運転エネルギーを交流電源に回生するた
め、複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタに
各々逆並列に接続された複数のダイオードによって構成
され、このトランジスタを用いて可逆変換のできるコン
バータを備えた電力変換装置が実用化されている。しか
しながら、近年歪の多い回生電流を交流電源へ回生する
ことで、他の機械が誤動作するなど、悪影響を及ぼすこ
とが問題となってきている。
可変速運転するインバータの直流電源として、モータ減
速時にモータの運転エネルギーを交流電源に回生するた
め、複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタに
各々逆並列に接続された複数のダイオードによって構成
され、このトランジスタを用いて可逆変換のできるコン
バータを備えた電力変換装置が実用化されている。しか
しながら、近年歪の多い回生電流を交流電源へ回生する
ことで、他の機械が誤動作するなど、悪影響を及ぼすこ
とが問題となってきている。
【０００３】この問題を解決するため、従来は図４に示
す電力変換装置を用いて歪の少ない正弦波電流を電源へ
回生することが実現されている。この従来例の電力変換
装置においては、３相交流電源１がチョークコイル７を
介してコンバータ４に接続される。このチョークコイル
７にはコンバータ４へ入出力される交流電流のコンバー
タ４のスイッチングによる電流リップルを平滑化する役
割がある。コンバータ４では、３相交流電圧を変換し、
直流電圧Ｖｄｃが生成される。なお、直流電圧Ｖｄｃに
は通常コンバータ４の直流出力電圧を平滑する平滑コン
デンサ５が接続される。前記直流電圧Ｖｄｃは、インバ
ータ回路２によって交流に変換され、交流モータ３の可
変速運転が行われる。コンバータ４に入出力される交流
電流は電流検出器６を介して絶縁して検出され、この検
出値に基づいて入出力される交流電流が正弦波になる様
にフィードバック制御されている。なお、電流を検出す
る別の手段としては、電流検出抵抗が使用される。
す電力変換装置を用いて歪の少ない正弦波電流を電源へ
回生することが実現されている。この従来例の電力変換
装置においては、３相交流電源１がチョークコイル７を
介してコンバータ４に接続される。このチョークコイル
７にはコンバータ４へ入出力される交流電流のコンバー
タ４のスイッチングによる電流リップルを平滑化する役
割がある。コンバータ４では、３相交流電圧を変換し、
直流電圧Ｖｄｃが生成される。なお、直流電圧Ｖｄｃに
は通常コンバータ４の直流出力電圧を平滑する平滑コン
デンサ５が接続される。前記直流電圧Ｖｄｃは、インバ
ータ回路２によって交流に変換され、交流モータ３の可
変速運転が行われる。コンバータ４に入出力される交流
電流は電流検出器６を介して絶縁して検出され、この検
出値に基づいて入出力される交流電流が正弦波になる様
にフィードバック制御されている。なお、電流を検出す
る別の手段としては、電流検出抵抗が使用される。
【０００４】ここで、図４中の点線内の制御回路Ｃの動
作を説明する。図中の基準電源１１は、直流電圧Ｖｄｃ
の目標電圧を設定し、減算器１２においてこの目標電圧
と直流電圧Ｖｄｃの検出値とが引き算され、電圧偏差信
号が得られる。この電圧偏差信号は、誤差増幅器１３に
よって増幅され、直流電流指令を作成する。また、アイ
ソレータ８を介して検出された３相交流電圧の線間電圧
波形を変換器２１によって相電圧波形に変換し、３相交
流電源電圧と同位相，同周波数の交流信号を発生する。
この交流信号と直流電流指令を乗算器１９によって乗算
して交流電流指令ｉＲ* ，ｉＳ* ，ｉＴ* を作成する。
この交流電流指令は、減算器２０によって電流検出器６
で検出した電流検出値と引き算され、さらに誤差増幅器
１０で増幅して交流電圧指令を作成し、ＰＷＭ制御回路
９に入力される。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回
路９では、入力された信号をキャリヤ信号によってパル
ス幅変調し、トランジスタＴr １〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御信号が作成される。このＰＷＭ制御回路９の動作
はインバータの制御回路に一般的に用いられるものであ
り、詳細な説明は省略する。これらの回路の働きによっ
て、コンバータ４に流れる電流は、電源電圧と直流電圧
検出値から作られた正弦波の電流指令の通りにフィード
バック制御される。よって、交流モータ３の加速時（力
行時）及び減速時（回生時）において、コンバータ４の
各相に流れる電流ｉＲ，ｉＳ，ｉＴは、図３の様な電源
電圧波形と同位相，同周波数の正弦波となる。
作を説明する。図中の基準電源１１は、直流電圧Ｖｄｃ
の目標電圧を設定し、減算器１２においてこの目標電圧
と直流電圧Ｖｄｃの検出値とが引き算され、電圧偏差信
号が得られる。この電圧偏差信号は、誤差増幅器１３に
よって増幅され、直流電流指令を作成する。また、アイ
ソレータ８を介して検出された３相交流電圧の線間電圧
波形を変換器２１によって相電圧波形に変換し、３相交
流電源電圧と同位相，同周波数の交流信号を発生する。
この交流信号と直流電流指令を乗算器１９によって乗算
して交流電流指令ｉＲ* ，ｉＳ* ，ｉＴ* を作成する。
この交流電流指令は、減算器２０によって電流検出器６
で検出した電流検出値と引き算され、さらに誤差増幅器
１０で増幅して交流電圧指令を作成し、ＰＷＭ制御回路
９に入力される。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回
路９では、入力された信号をキャリヤ信号によってパル
ス幅変調し、トランジスタＴr １〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御信号が作成される。このＰＷＭ制御回路９の動作
はインバータの制御回路に一般的に用いられるものであ
り、詳細な説明は省略する。これらの回路の働きによっ
て、コンバータ４に流れる電流は、電源電圧と直流電圧
検出値から作られた正弦波の電流指令の通りにフィード
バック制御される。よって、交流モータ３の加速時（力
行時）及び減速時（回生時）において、コンバータ４の
各相に流れる電流ｉＲ，ｉＳ，ｉＴは、図３の様な電源
電圧波形と同位相，同周波数の正弦波となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の電力変
換装置においては、３相交流電源電圧の線間電圧を相電
圧に変換して電流指令を生成するため、電源電圧が歪む
と電流指令も歪んでしまう。結果として歪んだ電流指令
をフィードバック制御してしまい、電源へ歪んだ電流を
回生してしまうという問題があった。本発明は、上記課
題を解決するためになされたものであり、電源電圧歪み
に影響なく、歪みの少ない回生電流を実現できる電力変
換装置の提供を目的とする。
換装置においては、３相交流電源電圧の線間電圧を相電
圧に変換して電流指令を生成するため、電源電圧が歪む
と電流指令も歪んでしまう。結果として歪んだ電流指令
をフィードバック制御してしまい、電源へ歪んだ電流を
回生してしまうという問題があった。本発明は、上記課
題を解決するためになされたものであり、電源電圧歪み
に影響なく、歪みの少ない回生電流を実現できる電力変
換装置の提供を目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】前述のような課題を解決
するために、複数のトランジスタ及びこの複数のトラン
ジスタに逆並列に接続された複数のダイオードによって
構成され、入力された交流電圧指令に応じてこれら複数
のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータによって３
相交流電圧を直流電圧に可逆変換する電力変換装置は、
前記コンバータの入出力する交流電流を検出して交流電
流検出値を出力する手段と、前記コンバータの出力する
直流電圧に基づいた直流電流指令を発生する手段と、前
記コンバータの３相交流電源の線間電圧ｅrs，ｅst，ｅ
trを検出して線間電圧検出値を出力する手段と、位相が
１２０°ずつ異なる３つの交流信号ｓ1 ，ｓ2 ，ｓ3 を
発生する発振手段と、前記線間電圧検出値と前記交流信
号とをＡ＝ｅrs×ｓ1 ＋ｅst×ｓ2 ＋ｅtr×ｓ3 なる積
和演算を行ない位相誤差信号Ａを出力する手段と、前記
位相誤差信号Ａを比例・積分演算した演算値を周波数指
令として前記発振手段に出力する手段と、前記交流信号
と前記直流電流指令とを乗算して交流電流指令を発生す
る手段と、前記交流電流検出値と前記交流電流指令との
誤差に基づき前記交流電流をフィードバック制御する手
段とを備え、前記前記発振手段は、交流信号ｓ1 ，ｓ2
，ｓ3 の周波数を前記周波数指令に基づいた周波数と
するものである。
するために、複数のトランジスタ及びこの複数のトラン
ジスタに逆並列に接続された複数のダイオードによって
構成され、入力された交流電圧指令に応じてこれら複数
のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータによって３
相交流電圧を直流電圧に可逆変換する電力変換装置は、
前記コンバータの入出力する交流電流を検出して交流電
流検出値を出力する手段と、前記コンバータの出力する
直流電圧に基づいた直流電流指令を発生する手段と、前
記コンバータの３相交流電源の線間電圧ｅrs，ｅst，ｅ
trを検出して線間電圧検出値を出力する手段と、位相が
１２０°ずつ異なる３つの交流信号ｓ1 ，ｓ2 ，ｓ3 を
発生する発振手段と、前記線間電圧検出値と前記交流信
号とをＡ＝ｅrs×ｓ1 ＋ｅst×ｓ2 ＋ｅtr×ｓ3 なる積
和演算を行ない位相誤差信号Ａを出力する手段と、前記
位相誤差信号Ａを比例・積分演算した演算値を周波数指
令として前記発振手段に出力する手段と、前記交流信号
と前記直流電流指令とを乗算して交流電流指令を発生す
る手段と、前記交流電流検出値と前記交流電流指令との
誤差に基づき前記交流電流をフィードバック制御する手
段とを備え、前記前記発振手段は、交流信号ｓ1 ，ｓ2
，ｓ3 の周波数を前記周波数指令に基づいた周波数と
するものである。
【０００７】
【作用】コンバータに入出力される電流をフィードバッ
ク制御する交流電流指令は、それぞれ位相が１２０°異
なる３つの交流信号とコンバータの直流電圧に応じた直
流電流指令とを乗算して作成される。また、交流信号
は、３相交流電源の線間電圧検出値と交流信号とを積和
演算した結果である位相誤差信号をｐｉ（比例・積分）
演算した周波数指令を基に発振器から出力される。つま
り、位相誤差信号がゼロとなり、周波数指令が安定する
ように補正される。このため、交流信号は常に３相交流
電源の各相電圧と同位相，同周波数となる。また、ｐｉ
演算器１６は、位相誤差信号をｐｉ演算する際ローパス
フィルタの役割を果たす。このため、ｐｉ演算結果であ
る周波数指令は、高周波数の電源歪みに影響が少ない。
よって、周波数指令に比例した交流信号と直流電流指令
とを乗算した交流電流指令は、電源電圧が歪んでも影響
を受けない正弦波となる。従って、電源電圧の歪みに影
響ない交流電流指令に基づいてコンバータの入出力する
交流電流をフィードバック制御するので、コンバータに
流れる電流は、常に歪みのない正弦波の交流電流にな
る。
ク制御する交流電流指令は、それぞれ位相が１２０°異
なる３つの交流信号とコンバータの直流電圧に応じた直
流電流指令とを乗算して作成される。また、交流信号
は、３相交流電源の線間電圧検出値と交流信号とを積和
演算した結果である位相誤差信号をｐｉ（比例・積分）
演算した周波数指令を基に発振器から出力される。つま
り、位相誤差信号がゼロとなり、周波数指令が安定する
ように補正される。このため、交流信号は常に３相交流
電源の各相電圧と同位相，同周波数となる。また、ｐｉ
演算器１６は、位相誤差信号をｐｉ演算する際ローパス
フィルタの役割を果たす。このため、ｐｉ演算結果であ
る周波数指令は、高周波数の電源歪みに影響が少ない。
よって、周波数指令に比例した交流信号と直流電流指令
とを乗算した交流電流指令は、電源電圧が歪んでも影響
を受けない正弦波となる。従って、電源電圧の歪みに影
響ない交流電流指令に基づいてコンバータの入出力する
交流電流をフィードバック制御するので、コンバータに
流れる電流は、常に歪みのない正弦波の交流電流にな
る。
【０００８】
【実施例】図１は本発明に係る電力変換装置の一例を図
４に対応させて示した図であり同一構成箇所は同符号を
付けその説明を省略する。以下に点線内の制御回路Ｄの
動作を説明する。この回路はマイクロプロセッサ等を利
用して実現され、その動作はソフトウエアによって実現
される。まず、図中の基準電源１１は、直流電圧Ｖｄｃ
の目標電圧を設定し、減算器１２においてこの目標電圧
と直流電圧Ｖｄｃの検出値とが引き算され、電圧偏差信
号が得られる。この電圧偏差信号は、誤差増幅器１３に
よって増幅し、反転器１７によって正負反転した直流電
流指令を作成する。次に、３相交流電源の線間電圧をア
イソレータ８を介して検出する。また、発振器１８で
は、それぞれ１２０°ずつ位相の異なる交流信号を指令
周期毎に発生する。交流信号は、３相線間電圧と積和演
算され、この演算値である位相誤差信号をｐｉ（比例・
積分）演算器１６で演算後、周波数指令として発振器１
８へ出力される。この周波数指令を基に発振器１８で
は、指令周期毎に出力される交流信号の周波数を変化さ
せ、位相誤差信号がゼロになるよう制御する。これら一
連の動作を以下に説明する。
４に対応させて示した図であり同一構成箇所は同符号を
付けその説明を省略する。以下に点線内の制御回路Ｄの
動作を説明する。この回路はマイクロプロセッサ等を利
用して実現され、その動作はソフトウエアによって実現
される。まず、図中の基準電源１１は、直流電圧Ｖｄｃ
の目標電圧を設定し、減算器１２においてこの目標電圧
と直流電圧Ｖｄｃの検出値とが引き算され、電圧偏差信
号が得られる。この電圧偏差信号は、誤差増幅器１３に
よって増幅し、反転器１７によって正負反転した直流電
流指令を作成する。次に、３相交流電源の線間電圧をア
イソレータ８を介して検出する。また、発振器１８で
は、それぞれ１２０°ずつ位相の異なる交流信号を指令
周期毎に発生する。交流信号は、３相線間電圧と積和演
算され、この演算値である位相誤差信号をｐｉ（比例・
積分）演算器１６で演算後、周波数指令として発振器１
８へ出力される。この周波数指令を基に発振器１８で
は、指令周期毎に出力される交流信号の周波数を変化さ
せ、位相誤差信号がゼロになるよう制御する。これら一
連の動作を以下に説明する。
【０００９】例えば、アイソレータ８から検出される３
相電源の線間電圧をＲ−Ｓ相：ｅrs＝Ｅｓｉｎ（ω1t1
），Ｓ−Ｔ相：ｅst＝Ｅｓｉｎ（ω1t1 ＋１２０
°），Ｔ−Ｒ相：ｅtr＝Ｅｓｉｎ（ω1t1 −１２０
°）、また、発振器１８からの交流信号をｓ1 ＝−ｃｏ
ｓ（ω2t2 ），ｓ2 ＝−ｃｏｓ（ω2t2 ＋１２０°），
ｓ3 ＝−ｃｏｓ（ω2t2 −１２０°）とおくと位相誤差
信号：Ａは、
相電源の線間電圧をＲ−Ｓ相：ｅrs＝Ｅｓｉｎ（ω1t1
），Ｓ−Ｔ相：ｅst＝Ｅｓｉｎ（ω1t1 ＋１２０
°），Ｔ−Ｒ相：ｅtr＝Ｅｓｉｎ（ω1t1 −１２０
°）、また、発振器１８からの交流信号をｓ1 ＝−ｃｏ
ｓ（ω2t2 ），ｓ2 ＝−ｃｏｓ（ω2t2 ＋１２０°），
ｓ3 ＝−ｃｏｓ（ω2t2 −１２０°）とおくと位相誤差
信号：Ａは、
【数１】 Ａ＝ｅrs×ｓ1 ＋ｅst×ｓ2 ＋ｅtr×ｓ3 ＝−（Ｅｓｉｎ（ω1t1 ）×ｃｏｓ（ω2t2 ）＋Ｅｓｉ
ｎ（ω1t1 ＋１２０°）×ｃｏｓ（ω2t2 ＋１２０°）
＋Ｅｓｉｎ（ω1t1 −１２０°）×ｃｏｓ（ω2t2 −１
２０°）） となる。
ｎ（ω1t1 ＋１２０°）×ｃｏｓ（ω2t2 ＋１２０°）
＋Ｅｓｉｎ（ω1t1 −１２０°）×ｃｏｓ（ω2t2 −１
２０°）） となる。
【００１０】次に、図２を用いて３相交流電源の線間電
圧と交流信号の関係について説明する。まず、各線間電
圧に比べ、交流信号の位相が９０°進んだ状態で安定し
た場合、それぞれの乗算波形はα１，α２，α３とな
り、結果として位相誤差信号：Ａ＝０となる。よって、
ｐｉ演算器１６から出力される周波数指令に変化はな
い。また、各線間電圧に比べ、交流信号の位相が安定状
態から進んだ場合、それぞれの乗算波形はβ１，β２，
β３となり、結果として位相誤差信号：Ａ＜０となる。
よって、ｐｉ演算器１６から出力される周波数指令は小
さくなる。その結果、交流信号の位相が遅れるように発
振器１８が動作し、結果としてＡ＝０に安定する。ま
た、各線間電圧に比べ、交流信号の位相が安定状態から
遅れた場合、それぞれの乗算波形はγ１，γ２，γ３と
なり、結果として位相誤差信号：Ａ＞０となる。よっ
て、ｐｉ演算器１６から出力される周波数指令は大きく
なる。その結果、交流信号の位相が進むように発振器１
８が動作し、結果としてＡ＝０に安定する。この様にし
てｐｉ演算器１６から出力される周波数指令は、位相誤
差信号：Ａの値に比例して変化し、位相誤差信号：Ａ＝
０となる周波数指令で安定する。
圧と交流信号の関係について説明する。まず、各線間電
圧に比べ、交流信号の位相が９０°進んだ状態で安定し
た場合、それぞれの乗算波形はα１，α２，α３とな
り、結果として位相誤差信号：Ａ＝０となる。よって、
ｐｉ演算器１６から出力される周波数指令に変化はな
い。また、各線間電圧に比べ、交流信号の位相が安定状
態から進んだ場合、それぞれの乗算波形はβ１，β２，
β３となり、結果として位相誤差信号：Ａ＜０となる。
よって、ｐｉ演算器１６から出力される周波数指令は小
さくなる。その結果、交流信号の位相が遅れるように発
振器１８が動作し、結果としてＡ＝０に安定する。ま
た、各線間電圧に比べ、交流信号の位相が安定状態から
遅れた場合、それぞれの乗算波形はγ１，γ２，γ３と
なり、結果として位相誤差信号：Ａ＞０となる。よっ
て、ｐｉ演算器１６から出力される周波数指令は大きく
なる。その結果、交流信号の位相が進むように発振器１
８が動作し、結果としてＡ＝０に安定する。この様にし
てｐｉ演算器１６から出力される周波数指令は、位相誤
差信号：Ａの値に比例して変化し、位相誤差信号：Ａ＝
０となる周波数指令で安定する。
【００１１】なお、交流信号ｓ１，ｓ２，ｓ３は、それ
ぞれ３相交流電源の各相電圧ｅt ，ｅr ，ｅs に対し
て、位相が１８０°異なる同周波数である。よって、反
転器１７によって正負反転された直流電流指令と乗算す
ることで同位相，同周波数の交流電流指令ｉＲ* ，ｉＳ
* ，ｉＴ* を作成できる。また、ｐｉ演算器１６がロー
パスフィルタの役割を果たすので、高周波の電源電圧歪
みに対しても、発振器１８から発生する交流信号に影響
がほとんどない。従って、電源電圧が歪んでも交流電流
指令に影響ない。よって、電源電圧歪みに影響しない交
流電流指令は、減算器２０によって電流検出器６で検出
した電流検出値と引き算され、さらに誤差増幅器１０で
増幅して交流電圧指令を作成し、ＰＷＭ制御回路９に入
力される。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路９で
は、入力された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変
調し、トランジスタＴr １〜Ｔr ６のＯＮ／ＯＦＦ制御
信号が生成される。この様にして、コンバータ４の入出
力交流電流は前記交流電流指令に対してフィードバック
制御がなされるので、図３の様な正弦波の交流電流ｉ
Ｒ，ｉＳ，ｉＴとなる。
ぞれ３相交流電源の各相電圧ｅt ，ｅr ，ｅs に対し
て、位相が１８０°異なる同周波数である。よって、反
転器１７によって正負反転された直流電流指令と乗算す
ることで同位相，同周波数の交流電流指令ｉＲ* ，ｉＳ
* ，ｉＴ* を作成できる。また、ｐｉ演算器１６がロー
パスフィルタの役割を果たすので、高周波の電源電圧歪
みに対しても、発振器１８から発生する交流信号に影響
がほとんどない。従って、電源電圧が歪んでも交流電流
指令に影響ない。よって、電源電圧歪みに影響しない交
流電流指令は、減算器２０によって電流検出器６で検出
した電流検出値と引き算され、さらに誤差増幅器１０で
増幅して交流電圧指令を作成し、ＰＷＭ制御回路９に入
力される。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路９で
は、入力された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変
調し、トランジスタＴr １〜Ｔr ６のＯＮ／ＯＦＦ制御
信号が生成される。この様にして、コンバータ４の入出
力交流電流は前記交流電流指令に対してフィードバック
制御がなされるので、図３の様な正弦波の交流電流ｉ
Ｒ，ｉＳ，ｉＴとなる。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源電圧が歪んだ場合にも歪みのない交流電流指令を発
生してフィードバック制御でき、回生電流も歪みのない
ものとなる。従って、電源への悪影響をなくすことが可
能となる。
電源電圧が歪んだ場合にも歪みのない交流電流指令を発
生してフィードバック制御でき、回生電流も歪みのない
ものとなる。従って、電源への悪影響をなくすことが可
能となる。
【００１３】
【図１】 本発明に係る電力回生が行なえるモータ制御
用電力変換装置の一実施例を示すシステム構成図であ
る。
用電力変換装置の一実施例を示すシステム構成図であ
る。
【図２】 図１に示す電力変換装置の電源電圧と指令と
の関係を示す図である。
の関係を示す図である。
【図３】 電源電圧とコンバータへ流れる交流電流との
関係を示す図である。
関係を示す図である。
【図４】 従来例の電力変換装置のシステム構成図であ
る。
る。
１ ３相交流電源、２ インバータ回路、３ 交流モー
タ、４ コンバータ、５ 平滑コンデンサ、６ 電流検
出器、７ チョークコイル、８ アイソレータ、９ Ｐ
ＷＭ制御回路、１０，１３ 増幅器、１１ 基準電源、
１２，２０ 減算器、１４，１９ 乗算器、１５ 加算
器、１６ ｐｉ（比例・積分）演算器、１７ 反転器、
１８ 発振器、２１ 変換器。
タ、４ コンバータ、５ 平滑コンデンサ、６ 電流検
出器、７ チョークコイル、８ アイソレータ、９ Ｐ
ＷＭ制御回路、１０，１３ 増幅器、１１ 基準電源、
１２，２０ 減算器、１４，１９ 乗算器、１５ 加算
器、１６ ｐｉ（比例・積分）演算器、１７ 反転器、
１８ 発振器、２１ 変換器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−47279（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−107373（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−222463（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−54545（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−274374（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02P 7/63
Claims (1)
- 【請求項１】 複数のトランジスタ及びこの複数のトラ
ンジスタに逆並列に接続された複数のダイオードによっ
て構成され、入力された交流電圧指令に応じてこれら複
数のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータによって
３相交流電圧を直流電圧に可逆変換する電力変換装置に
おいて、 前記コンバータの入出力する交流電流を検出して交流電
流検出値を出力する手段と、 前記コンバータの出力する直流電圧に基づいた直流電流
指令を発生する手段と、 前記コンバータの３相交流電源の線間電圧ｅrs，ｅst，
ｅtrを検出して線間電圧検出値を出力する手段と、 位相が１２０°ずつ異なる３つの交流信号ｓ1 ，ｓ2 ，
ｓ3 を発生する発振手段と、 前記線間電圧検出値と前記交流信号とをＡ＝ｅrs×ｓ1
＋ｅst×ｓ2 ＋ｅtr×ｓ3 なる積和演算を行ない位相誤
差信号Ａを出力する手段と、 前記位相誤差信号Ａを比例・積分演算した演算値を周波
数指令として前記発振手段に出力する手段と、 前記交流信号と前記直流電流指令とを乗算して交流電流
指令を発生する手段と、 前記交流電流検出値と前記交流電流指令との誤差に基づ
き前記交流電流をフィードバック制御する手段と、 を備え、 前記発振手段は、交流信号ｓ1 ，ｓ2 ，ｓ3 の周波数を
前記周波数指令に基づいた周波数とする電力変換装置。
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