CN108847669B - 基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，首先利用锁相环得到Park变换所需的负载电流的基波角频率，并利用多同步旋转坐标系方法，将负载电流中交变的谐波分量转化为相应坐标系下的直流量，进而将直流量打包发送到多功能并网逆变器侧。逆变器将直流量合成为相应的交变电流，作为谐波补偿分量。多功能并网逆变器在获得基波参考分量与谐波补偿分量后，在abc坐标系下利用比例谐振控制器对该交流分量进行跟踪，从而实现多功能并网逆变器的谐波治理功能。本发明可以较低带宽将数据发送到多功能并网逆变器端，另外，该方法简洁地解决了非线性负载带来的谐波污染问题，提高了电能质量的可靠性，有助于提高能源利用效率。

Description

基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法

技术领域

本发明涉及一种谐波治理方法，尤其涉及一种基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，属于电能质量改善领域。

背景技术

并网逆变器是用来连接分布式供电***和电网，实现电能传送和交换的设备。当然，并网逆变器也可以工作于不并网状态，即独立于电网、单独向用户供电。实际上，目前电网中由于非线性负载的大量接入，及电力***电力电子化程度不断加深，由此引发的谐波、三相不平衡、电压暂降、电压暂升等电能质量问题，极大地降低了电网的电能质量，从而导致电网污染、电力品质下降，引起供电及用电设备故障，甚至引发严重火灾事故等，不断威胁着电力***的安全经济稳定运行。

目前改善电能质量主要有两个方向：

一是添加额外的电能质量改善装置，主要分为：无源滤波装置、有源滤波装置及无功补偿装置；虽然无源滤波器的成本极低、经济且简便，但是抑制谐波的能力比较弱，效果不好，例如LC串联滤波器；对于有源滤波器而言，有源滤波器能做到适时补偿，且不增加电网的容性元件，滤波效果较好，但是由于有源滤波器受到电力电子元件耐压、额定电流的发展限制，成本极高，其制作也比无源滤波器复杂得多，成本也高很多，例如，有源滤波器(APF)；合理的选择无功补偿装置可以做到最大限度的减少网络的损耗，使电网质量提高，但是，如果选择或使用不当，可造成供电***、电压波动，甚至谐波增大等诸多因素，例如，静态无功补偿器(SVC)等等。

二是在逆变器有功输出的基础上修改算法，使得逆变器可以在有功输出的基础上，对***的谐波、不平衡与无功等进行补偿，即多功能并网逆变器(MGFTI)。这种方法不需要加大初始投资费用，并充分利用逆变器的剩余容量，是解决电能质量问题的一种较为经济有效的途径。在多功能并网逆变器中，分析负载电流的谐波分量的常见方法有瞬时无功功率理论(pq理论)与快速傅里叶变换(FFT)。

综上所述，如何提供一种基于多功能并网逆变器治理谐波，就成为本领域技术人员亟待解决的问题。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有技术的上述缺陷，提供了一种基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，通过锁相环得到派克变换(Park变换)将交流量转换为相应旋转坐标系下的直流量，该直流量被打包发送到多功能并网逆变器侧，作为谐波治理指令。从而在有功输出的基础上，实现了负载谐波的治理，以解决现有多功能逆变器必须本地采集负荷信息的限制。

本发明的技术解决方案是：

基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，包括如下步骤：

S1：基波角频率的获取；通过设计锁相环，在负载侧与多功能并网逆变器同时对***电压进行锁相得到角频率的值；

S2：基波参考电流的计算，包括如下步骤：

S21：在逆变器侧，通过Park变换将***电压从abc静止坐标系转换到dq坐标系下，利用dq坐标系下的dq轴电压与给定的有功功率P与无功功率Q，计算出相应的dq轴参考电流；

Park变换的公式为：

所述dq轴参考电流

的计算方法包括如下步骤：

S211：利用Park变换公式将***电压v_abc转换为dq轴上的电压分量，

则dq坐标系下的瞬时功率的计算公式为：

S212：在给定的有功功率P与无功功率Q的情况下，dq轴电流分量的计算公式为：

S213根据所述上层能量管理***或最大可输出功率指令P^*，Q^*，从而计算出dq轴参考电流

S22：将d轴参考电流与补偿***损耗的d轴电流相加，再与q轴参考电流进行Park反变换，从而得到abc静止坐标系下的基波参考电流；

所述abc静止坐标系下的基波参考电流

为：

其中，

为d轴参考电流中用以补偿逆变器损耗的基波分量；

所述补偿***损耗的d轴电流的获取方法是通过采集电容电压的实际值与给定直流侧电压做差，然后进行PI闭环控制；

S3：谐波参考电流的计算，包括如下步骤：

S31：在负载侧，分析负载电流中的谐波成分；

S32：对于不同的谐波分量，分别将负载电流以合适倍基波角频率进行Park变换，对dq轴下的分量进行低通滤波后得到相应的直流分量，得到负载电流中的谐波成分的直流分量；

S33：将谐波成分的直流分量打包并发送至多功能并网逆变器侧；

S34：多功能并网逆变器再对谐波成分的直流分量以合适倍基波角频率进行Park反变换，从而在本地合成出abc坐标系下的谐波参考电流；

S4：多功能并网逆变器参考电流的合成；将步骤S2中的基波参考电流与S3中的谐波参考电流合成为多功能并网逆变器参考电流；

S5：多功能并网逆变器参考电流的跟踪；在abc静止坐标系下，交流分量的无稳态误差跟踪是通过设计合适的比例谐振控制器的比例系数与谐振系数，及在谐振点处提供无限增益的方式实现；

多功能并网逆变器参考电流包括基波参考电流与谐波参考电流，所述基波参考电流由上层能量管理***或最大可输出功率决定。

优选地，所述多功能并网逆变器为三相三线制，多功能并网逆变器的直流侧的电容与分布式电源或储能直流输出端并联；多功能并网逆变器的输出端与配电网相连接。

优选地，所述分布式电源或储能直流输出端为：风力发电机整流输出端、光伏设备输出端、燃料电池输出端、燃气轮机输出端、蓄电池组输出端、飞轮储能输出端、超级电容器输出端中的一种或几种。

优选地，所述多功能并网逆变器的输出端与配电网的连接方式为：多功能并网逆变器的输出端通过滤波器直接与配电网相连接，或多功能并网逆变器的输出端分别通过滤波器、变压器与配电网相连接。

优选地，所述滤波器为RL滤波器、LC滤波器或LCL滤波器。

优选地，所述步骤S1中的锁相环的基本任务是快速准确地跟踪电网信号的频率和相位；

所述锁相环包括鉴相器、环路滤波器及压控振荡器；锁相环的基本原理为：将电网电压v_abc经过克拉克变换转换到αβ参考系下，再转换到dq参考系下，把dq参考系下的电网电压的q轴分量v_q和给定的0信号进行比较后经PI控制器得到基准角频率ω_t，将ω_t积分后即得到电网电压的相位角θ。

优选地，所述步骤S4中的多功能并网逆变器参考电流的计算公式为：

优选地，所述步骤S5中比例谐振控制器的传递函数为：

式中的ω_c为截止频率，ω_h为基波和谐波的自然角频率，K_P是PR控制器的比例增益，K_r是PR控制器的谐振积分系数。

本发明提供了一种基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，该方法通过多同步旋转坐标变换将谐波交流量转化为直流量，从而可将直流量打包后通过低带宽信道从负载侧发送到逆变器侧，在逆变器侧进行Park反变换后，即可复现出所需治理的谐波分量。这种方法使得逆变器无需直接采集负载侧的谐波信息，无需保证负载在逆变器的电气下游，因而更具灵活性。此外，通过在三相静止坐标系下采用比例谐振控制器，简化了参考电流跟踪控制算法，提高了计算效率。

以下便结合实施例附图，对本发明的具体实施方式作进一步的详述，以使本发明技术方案更易于理解、掌握。

附图说明

图1为本发明的示意图；

图2为本发明中多功能并网逆变器未投入时的电源侧电流谐波分析；

图3为本发明中多功能并网逆变器仅对25次以下谐波补偿的电源侧电流谐波分析；

图4电源侧电流I_s及多功能逆变器输出电流I_g。

具体实施方式

基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，其中，多功能并网逆变器为三相三线制，多功能并网逆变器的直流侧的电容与分布式电源或储能直流输出端并联；多功能并网逆变器的输出端与配电网相连接。

进一步地，分布式电源(DG)或储能直流输出端为：风力发电机整流输出端、光伏设备输出端、燃料电池输出端、燃气轮机输出端、蓄电池组输出端、飞轮储能输出端、超级电容器输出端中的一种或几种。在本实施例中，分布式电源或储能直流输出端为：风力发电机整流输出端、光伏设备输出端、燃料电池输出端、燃气轮机输出端、蓄电池组输出端、飞轮储能输出端及超级电容器输出端。

更进一步地，多功能并网逆变器的输出端与配电网的连接方式为：多功能并网逆变器的输出端通过滤波器直接与配电网相连接，或多功能并网逆变器的输出端分别通过滤波器、变压器与配电网相连接；滤波器为RL滤波器、LC滤波器或LCL滤波器。在本发明的技术方案中，多功能并网逆变器的输出端是分别通过滤波器、变压器与配电网相连接的，且滤波器为LC滤波器。

基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，如图1所示，包括如下步骤：

S1：基波角频率的获取；通过设计锁相环(PLL)，在负载侧与多功能并网逆变器同时对***电压进行锁相得到角频率的值；

锁相环的基本任务是快速准确地跟踪电网信号的频率和相位；

锁相环包括鉴相器、环路滤波器及压控振荡器；锁相环的基本原理为：将电网电压v_abc经过克拉克变换转换到αβ参考系下，再转换到dq参考系下，把dq参考系下的电网电压的q轴分量v_q和给定的0信号进行比较后经比例-微分(PI)控制器得到基准角频率ω_t，将ω_t积分后即得到电网电压的相位角θ。

S2：基波参考电流的计算，其中，所涉及到的Park变换的公式为

基波参考电流的计算方法，包括如下步骤：

S21：在逆变器侧，通过Park变换将***电压从abc静止坐标系转换到dq坐标系下，利用dq坐标系下的dq轴电压与给定的有功功率P与无功功率Q，计算出相应的dq轴参考电流；所述dq轴参考电流

的计算方法包括如下步骤：

S211：利用Park变换公式将***电压v_abc转换为dq轴上的电压分量，

则dq坐标系下的瞬时功率的计算公式为：

S212：在给定的有功功率P与无功功率Q的情况下，dq轴电流分量的计算公式为：

S213根据所述上层能量管理***或最大可输出功率指令P^*，Q^*，从而计算出dq轴参考电流

S22：将d轴参考电流与补偿***损耗的d轴电流相加，再与q轴参考电流进行Park反变换，从而得到abc静止坐标系下的基波参考电流；所述abc静止坐标系下的基波参考电流

为：

其中，

为d轴参考电流中用以补偿逆变器损耗的基波分量；

补偿***损耗的d轴电流的获取方法是通过采集电容电压的实际值与给定直流侧电压做差，然后进行PI闭环控制得到的。

S3：谐波参考电流的计算，包括如下步骤：

S31：在负载侧，分析负载电流中的谐波成分；

S32：对于不同的谐波分量，分别将负载电流以合适倍基波角频率进行Park变换，对dq轴下的分量进行低通滤波后得到相应的直流分量，得到负载电流中的谐波成分的直流分量；

S33：将谐波成分的直流分量打包并发送至多功能并网逆变器侧；

S34：多功能并网逆变器再对谐波成分的直流分量以合适倍基波角频率进行Park反变换，从而在本地合成出abc坐标系下的谐波参考电流；

S4：多功能并网逆变器参考电流的合成；将步骤S2中的基波参考电流与S3中的谐波参考电流合成为多功能并网逆变器参考电流，即多功能并网逆变器参考电流的计算公式为：

S5：多功能并网逆变器参考电流的跟踪；在abc静止坐标系下，通过设计合适的比例谐振控制器的比例系数与谐振系数，及在谐振点处提供无限增益的方式，实现对交流分量的无稳态误差跟踪。其中，多功能并网逆变器参考电流包括基波参考电流与谐波参考电流，且基波参考电流由上层能量管理***或最大可输出功率决定。其中，比例谐振控制器的传递函数为：

式中的ω_c为截止频率，ω_h为基波和谐波的自然角频率，K_P是PR控制器的比例增益，K_r是PR控制器的谐振积分系数。

下面将结合附图对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

本实施例提供了一种基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法。

如图1所示，在本实施例中，采用多功能逆变器拓扑结构为三相三线制，因此电路中无零序分量及3n次谐波分量。逆变器直流侧为电容与直流电源并联。直流电源用于模拟分布式电源或储能直流输出端，具体指：风力发电机整流输出端、光伏设备输出端、燃料电池输出端、燃气轮机输出端、蓄电池组/飞轮储能/超级电容器的输出端。与直流电源串联的电阻用于模拟电源内电阻。非线性负载由阻性不控整流电路组成，该电路负载电流中仅含有6n±1次谐波分量。

工作流程为：提取负载电流i_L,利用锁相环得到的ω_t进行派克变换。将得到的数据打包发送到多功能并网逆变器端(MGFTI)，将其中的谐波分量进行反派克变换后与滤波电感电流和基波参考电流求和，经过比例谐振(PR)控制器跟踪控制后进入到脉冲宽度调制(PWM)发生器中生成控制信号输送到逆变器端口调节开关管的开断。具体操作过程如下:

S1：基波角频率的计算

在Park变换的过程中，需要用到***电压的基波角频率，这时要使用锁相技术来得到角频率的值。锁相环的基本任务是快速准确地跟踪电网信号的频率和相位，它主要是由鉴相器、环路滤波器、压控振荡器构成。本实施例采用单同步坐标系软件锁相环(SSRF-SPLL)实现电压矢量的锁相。SSRF-SPLL的基本原理是：将电网电压v_abc经过克拉克变换转换到αβ参考系下，再转换到dq参考系下。把dq参考系下的电网电压的q轴分量v_q和给定的0信号进行比较后经PI控制器得到基准角频率ω_t，将ω_t积分后即可得到电网电压的相位角θ。

S2：基波参考电流的计算

在逆变器侧，通过Park变换将***电压从abc静止坐标系转换到dq坐标系下，利用dq坐标系下的dq轴电压与给定的有功功率P与无功功率Q，计算出相应的dq轴参考电流。为维持直流侧电压的稳定，d轴除了并网电流外，还需要提供额外的有功电流，以补偿***损耗。通过采集电容电压的实际值与给定直流侧电压做差后，进行PI控制，得到为补偿***损耗的d轴电流。将两种d轴电流相加后，与q轴电流进行Park反变换，从而得到abc静止坐标系下的基波参考电流。

本方法采用的Park变换公式如下：

采集***的相电压v_abc,利用Park变换可将其转化为dq轴上的直流分量。

在dq坐标系下的瞬时功率计算公式如下：

p＝v_di_d+v_qi_q

q＝v_qi_d-v_di_q

则在跟定有功功率P和无功功率Q的情况下，dq轴电流分量的计算公式如下：

由此，根据上层能量管理***或最大输出功率指令P^*，Q^*，可计算出相应的dq轴参考电流

如图1所示，为维持直流侧电压U_dc稳定，通过采集直流侧电容电压并与参考值

做差后进行PI闭环控制。PI控制器的输出端为d轴参考电流中用以补偿逆变器损耗的基波分量

因此，最终的基波参考电流d轴分量由

与

两部分组成。对dq轴基波分量进行Park反变换，即可得出abc静止坐标系下的基波参考电流

S3：谐波参考电流的计算

如图1所示，并网逆变器并非直接采集负载处的谐波电流，而是接收由负载端发送的谐波分量，进而在本地复现出谐波成分。该方案对负载与逆变器的安装位置无关，具有一定的灵活性。

在负载侧，可先分析出负载电流中的谐波成分。如三相三线制***中，无3n次(n为整数)谐波分量，从而可大大减少所需的Park变换与反变换次数。由于本例中非线性负载为阻性不控整流电路，其负载电流中仅含6n±1次谐波分量，其中，6n+1次谐波为正序分量，6n-1次谐波为负序分量。

对于6n+1次谐波分量，将负载电流以(6n+1)倍基波角频率进行Park变换，对dq轴下的分量进行低通滤波后得到相应的直流分量。

对于6n-1次谐波分量，将负载电流以(1-6n)倍基波角频率进行Park变换，对dq轴下的分量进行低通滤波后得到相应的直流分量。

负载电流I_Labc分别以(6n+1)ω_tt、(1-6n)ω_tt的相角进行Park变换，得到dq轴上的交变量。利用二阶低通滤波器可将dq轴中的直流分量提取出来，从而获得负载电流中6n±1次谐波分量的dq轴幅值。根据实际的应用场景与逆变器容量，设计者可选择单次或25次以下或50次以下的谐波分量，将该谐波分量打包发送至逆变器侧进行谐波补偿。

S4：多功能并网逆变器参考电流的合成

逆变器侧在接收到负载电流侧的谐波分量信息后，通过对高次谐波对应的直流分量以(6n+1)或(1-6n)倍基波角频率进行Park反变换，从而在本地合成出abc坐标系下的谐波参考电流

将该谐波参考电流与基波参考电流合成，即为多功能并网逆变器最终的参考电流。最终的基波参考电流的计算公式为：

S5：多功能并网逆变器参考电流的跟踪

在abc静止坐标系下，常用的PI控制器无法对交流分量进行无稳态误差跟踪。通过设计合适的比例谐振控制器的比例系数与谐振系数，通过在谐振点处提供无限增益的方式，可实现对交流分量的无稳态误差跟踪，从而实现有功输出与谐波治理功能。

PR控制器的传递函数如下:

式中的ω_c代表截止频率，ω_h代表基波和谐波的自然角频率，K_P是PR控制器的比例增益，K_r是PR控制器的谐振积分系数，本实施例中取K_P为10，K_r为4400。

根据所设计的PR控制器可以实现对逆变器参考电流的无稳态误差跟踪。

图2显示了本发明的一种基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法的仿真结果图

如图2所示，在0.2s前，并网逆变器并未投入运行，负载电流中的谐波分量完全注入到公共耦合点(PCC)。从PCC点处10个周期电流波形的傅里叶分析结果可知，负载电流中的谐波分量以5、7、11、13次谐波为主，总谐波畸变率为24.5％，远远大于5％的国家标准。

在0.2s时，多功能并网逆变器投入运行。为清楚显示逆变器的谐波治理与有功并网功能，在0.2s时，仅开通多功能并网逆变器的谐波治理功能。从图3中可以看出，在多功能并网逆变器对负载电流中25次以下谐波分量进行补偿后，PCC点处的总谐波畸变率降为1.58％，符合国家标准中5％的要求。

从图3中可以看出，在0.4s时，多功能并网逆变器接收上层能量管理***或最大功率输出指令，从而在实现谐波治理功能的同时，输出有功电流，从而降低了负载从电源侧汲取的基波电流。

电源侧电流及多功能并网逆变器的输出电流如图4所示。图4显示了多功能并网逆变器在不同工作模态下的输出电流与相应的电源侧电流。

本发明利用多旋转同步坐标系方法将负载电流中各高次谐波交变分量转化为相应坐标系下的直流量，从而可以较低带宽将数据发送到MFGTI端。该方法尤其适用于负载安装在MGFTI电气上游的情形。该方法简洁地解决了非线性负载带来的谐波污染问题，提高了电能质量的可靠性，有助于提高能源利用效率。

应该注意的是，上述实施例对本发明进行说明而不是对本发明进行限制，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下可设计出替换实施例。

Claims (8)

1.基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，其特征在于，包括如下步骤：

S1：基波角频率的获取；通过设计锁相环，在负载侧与多功能并网逆变器同时对***电压进行锁相得到角频率的值；

S2：基波参考电流的计算，包括如下步骤：

S21：在逆变器侧，通过Park变换将***电压从abc静止坐标系转换到dq坐标系下，利用dq坐标系下的dq轴电压与给定的有功功率P与无功功率Q，计算出相应的dq轴参考电流；

Park变换的公式为：

所述dq轴参考电流

的计算方法包括如下步骤：

S211：利用Park变换公式将***电压v_abc转换为dq轴上的电压分量，

则dq坐标系下的瞬时功率的计算公式为：

S212：在给定的有功功率P与无功功率Q的情况下，dq轴电流分量的计算公式为：

S213根据上层能量管理***或最大可输出功率指令P^*，Q^*，从而计算出dq轴参考电流

S22：将d轴参考电流与补偿***损耗的d轴电流相加，再与q轴参考电流进行Park反变换，从而得到abc静止坐标系下的基波参考电流；

所述abc静止坐标系下的基波参考电流

为：

其中，

为d轴参考电流中用以补偿逆变器损耗的基波分量；

所述补偿***损耗的d轴电流的获取方法是通过采集电容电压的实际值与给定直流侧电压做差，然后进行PI闭环控制；

S3：谐波参考电流的计算，包括如下步骤：

S31：在负载侧，分析负载电流中的谐波成分；

S32：对于不同的谐波分量，分别将负载电流以合适倍基波角频率进行Park变换，对dq轴下的分量进行低通滤波后得到相应的直流分量，得到负载电流中的谐波成分的直流分量；

S33：将谐波成分的直流分量打包并发送至多功能并网逆变器侧；

S34：多功能并网逆变器再对谐波成分的直流分量以合适倍基波角频率进行Park反变换，从而在本地合成出abc坐标系下的谐波参考电流；

S4：多功能并网逆变器参考电流的合成；将步骤S2中的基波参考电流与S3中的谐波参考电流合成为多功能并网逆变器参考电流；

S5：多功能并网逆变器参考电流的跟踪；在abc静止坐标系下，交流分量的无稳态误差跟踪是通过设计合适的比例谐振控制器的比例系数与谐振系数，及在谐振点处提供无限增益的方式实现；

多功能并网逆变器参考电流包括基波参考电流与谐波参考电流，所述基波参考电流由上层能量管理***或最大可输出功率决定。

2.根据权利要求1所述的基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，其特征在于：所述多功能并网逆变器为三相三线制，多功能并网逆变器的直流侧的电容与分布式电源或储能直流输出端并联；多功能并网逆变器的输出端与配电网相连接。

3.根据权利要求2所述的基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，其特征在于：所述分布式电源或储能直流输出端为：风力发电机整流输出端、光伏设备输出端、燃料电池输出端、燃气轮机输出端、蓄电池组输出端、飞轮储能输出端、超级电容器输出端中的一种或几种。

4.根据权利要求2所述的基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，其特征在于：所述多功能并网逆变器的输出端与配电网的连接方式为：多功能并网逆变器的输出端通过滤波器直接与配电网相连接，或多功能并网逆变器的输出端分别通过滤波器、变压器与配电网相连接。

5.根据权利要求4所述的基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，其特征在于：所述滤波器为RL滤波器、LC滤波器或LCL滤波器。

6.根据权利要求1所述的基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，其特征在于：所述步骤S1中的锁相环的基本任务是快速准确地跟踪电网信号的频率和相位；

所述锁相环包括鉴相器、环路滤波器及压控振荡器；锁相环的基本原理为：将电网电压v_abc经过克拉克变换转换到αβ参考系下，再转换到dq参考系下，把dq参考系下的电网电压的q轴分量v_q和给定的0信号进行比较后经PI控制器得到基准角频率ω_t，将ω_t积分后即得到电网电压的相位角θ。

7.根据权利要求1所述的基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，其特征在于：所述步骤S4中的多功能并网逆变器参考电流的计算公式为：

8.根据权利要求1所述的基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法，其特征在于：所述步骤S5中比例谐振控制器的传递函数为：

式中的ω_c为截止频率，ω_h为基波和谐波的自然角频率，K_p是PR控制器的比例增益，K_r是PR控制器的谐振积分系数。

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