CN107689760A - 基于矩阵变换器的永磁电机无位置矢量控制***与方法 - Google Patents

Abstract

本发明基于矩阵变换器的永磁电机无位置矢量控制***与方法属于高效永磁电机控制***领域；该装置包括三相交流电源、RLC滤波器、矩阵变换器、永磁同步电机、控制电路、驱动电路、输入电压电流检测电路、输出电压电流检测电路、信号处理电路、AC/DC电路和电源；三相交流电源依次连接RLC滤波器、矩阵变换器和永磁同步电机，三相交流电源和RLC滤波器之间依次连接输入电压电流检测电路和信号处理电路，矩阵变换器和永磁同步电机之间依次连接输出电压电流检测电路、信号处理电路和控制电路；该方法包括基于滑模观测器的双空间矢量脉宽调制方法，通过给定矩阵变换器的功率因数值，调节网侧工作在单位功率因数，本发明有效的解决了电机不平衡的技术问题。

Description

基于矩阵变换器的永磁电机无位置矢量控制***与方法

技术领域

本发明一种基于矩阵变换器的永磁电机无位置矢量控制***与方法属于高效永磁电机控 制***领域。

背景技术

矩阵变换器是一种交-交功率变换装置，具有能量可双向流动、输入输出电流为正弦、输 入电流畸变率低、无中间直流储能环节、功率因数为1等优点，很适合用于驱动永磁同步电 机，组成矩阵变换器-永磁同步电机驱动***。但由于矩阵变换器直接变换的特性，在采用空 间矢量调制策略时，电网电压扰动会直接影响矩阵变换器的输出。电压不平衡是一种常见的 电网电压扰动，会导致矩阵变换器的输出电压和电流中含有低次谐波，对矩阵变换器馈电的 电机驱动***，将造成电机转矩、转速出现波动；电机本身参数摄动也会影响电流环响应， 进而影响电机转矩、转速输出。

永磁同步电机具有功率密度高、调速范围广、体积小、重量轻等优点，在民用、工业和 军事等领域得到了广泛的应用。但针对永磁同步电机的控制需要获得电机转子的位置和转速 信息，目前应用比较普遍的是光电编码器和旋转变压器等装置，而这些装置的使用不但增加 了***的体积和成本，降低了***的可靠性，最重要的是目前还没有一种单一的无传感器技 术能过适用于在各种运行条件下有效的控制电机。

发明内容

针对上述问题，本发明提供了一种基于矩阵变换器的永磁电机无位置矢量控制***与方 法，深入研究了抑制电网电压扰动对***输出影响的控制策略，提出在矩阵变换器-永磁同步 电机驱动***电流控制器设计中引入滑模变结构控制器，取代传统的前馈补偿控制与PI控 制结合的方式，以提高***对电网扰动和电机参数摄动的鲁棒性，同时，通过构造滑模观测 器观测电机的反电动势，从反电动势中直接或间接的估算出转子位置和速度，简化***控制 结构，节省成本。

本发明的目的是这样实现的：

一种基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制***，其特征在于，包括三相交 流电源、RLC滤波器、矩阵变换器、永磁同步电机、控制电路、驱动电路、输入电压电流检 测电路、输出电压电流检测电路、信号处理电路、AC/DC电路和电源；所述三相交流电源依 次连接RLC滤波器、矩阵变换器和永磁同步电机，所述三相交流电源和RLC滤波器之间依次 连接输入电压电流检测电路和信号处理电路，所述矩阵变换器和永磁同步电机之间依次连接 输出电压电流检测电路、信号处理电路和控制电路，所述控制电路连接驱动电路，所述电源 依次通过AC/DC电路给驱动电路、信号处理电路和控制电路供电。

一种在所述基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制***上实现的所述基于矩 阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制方法，具体步骤如下：

步骤a、检测交流永磁同步电机(4)三相定子电流iu、iv和iw，经Clark变换得到两相静止直角坐标系的两相定子电流i_α和i_β，在经Park变换得到两相旋转坐标系下id和iq；检测矩阵变换器输出的三相电压Uu、Uv和Uw经Clark变换，输出两相直角坐标系下的U_α和U_β，将i_α、i_β和U_α、U_β送入滑模观测器中进行运算；

步骤b、永磁同步电机两相静止坐标系下的定子电压U_α和U_β通过电压重构获得与符号函 数sign输出量和作为滑模观测器模型的输入，滑模观测器模型输出定子电流观测值和 和分别减定子实际电流i_α和i_β，差值和作为符号函数的输入，经其处理后输出两 相静止坐标系下的反电动势估算值和在经过角度计算模块获得转子位置经角速度 计算模块求导获得角速度

步骤c、将得到的转子转速的估算值乘以相应数值估算出转子的转速将估算出的转 子转速与给定转速做差，差值经PI速度调节器后输出q轴的参考电流与步骤a中的 Iq进行做差，差值经PI调节后输出q轴参考电压将d轴参考电流与步骤a中得到 的Id做差，差值经PI调节后的得到d轴的参考电压将得到的和经park反变换后，输出两相静止坐标系下的和

步骤d、检测矩阵变换器的永磁同步电机输入侧三相电压UR、US、UT，经Clark变换得 到输入两相静止坐标系下的U_iα和U_iβ，采经BP神经算法得到的矩阵变换器功率因数预测值Q 和步骤c中得到的和经转化，得到输出线电压矢量u_oα和u_oβ，及输入相电流矢量i_iα和 i_iβ，将得到的输出线电压矢量及输入相电流矢量分别进行扇区号判断和占空比计算，将得到 的占空比进行联合后，根据区间分配矢量和作用时间，最后进行脉冲分配。

有益效果：

本发明基于矩阵变换器的永磁电机无位置矢量控制***与方法，采用多层神经网络的反 相传播学习算法预测设定功率因数值的方法，控制网侧工作在单位功率因数，同时，无位置 传感器加入，不但提高***对电网抗扰动能力和电机参数摄动的鲁棒性，而且简化***控制 结构，节省成本。

具体如下：

采用无位置传感器，不但提高***对电网扰动能力和电机参数摄动的鲁棒性，而且简化 ***控制结构，节省成本。

采用矩阵变换器的双空间矢量脉宽调制方法，具有简化控制算法和最大的电压传输比且 不需要外部的谐波补偿。

采用前向BP神经网络作为预测设定功率因数的方法，前向BP神经网络算法具有自适应 能力，使得网测功率因数更接近于单位功率因数，精度更高。

采用ARM为主控芯片，输出9路PWM，共36中开关状态，采用九段式脉宽调制策略，其中电压电流都在一扇区的驱动波形如图14所示，同DSP与FPGA相结合的方法比较来看，仅用ARM结构简单，成本小。

附图说明

图1是基于矩阵变换器的永磁电机无位置矢量控制***结构简图。

图2是基于矩阵变换器的永磁电机无位置矢量控制方法矢量控制图。

图3是滑模观测器结构简图。

图4a是虚拟逆变侧输出线电压的矢量调制图。

图4b是输出线电压的矢量等效合成图。

图5a是虚拟整流侧相电流空间矢量分析图。

图5b是输入相电流等效矢量合成图

图6是RLC滤波器电路图。

图7a是基于矩阵变换器的永磁电机无位置矢量控制***矢量X、Y、Z的合成图。

图7b是基于矩阵变换器的永磁电机无位置矢量控制***矢量Z的合成图。

图8是输入电压电流波形图。

图9是负载变化过程中转矩、转速波形图。

图10是负载变化过程中i_d、i_q波形图。

图11是滑模观测器观测的转子转速与实际输出的转子转速。

图12是滑模观测器观测的转子位置与实际输出的转子位置。

图13是永磁同步电机三相定子电流图。

图14是驱动波形图。

图中：1三相交流电源、2RLC滤波器、3矩阵变换器、4永磁同步电机、5控制电路、6驱动电路、7输入电压电流检测电路 8、输出电压电流检测电流、9信号处理电路、10AC/DC电路、11220v电源。

具体实施方式

下面结合附图对本发明具体实施方式作进一步详细描述。

具体实施方式一

一种基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制***，其特征在于，包括三相交 流电源1、RLC滤波器2、矩阵变换器3、永磁同步电机4、控制电路5、驱动电路6、输入电 压电流检测电路7、输出电压电流检测电路8、信号处理电路9、AC/DC电路10和220v电源11；所述三相交流电源1依次连接RLC滤波器2、矩阵变换器3和永磁同步电机4，所述三相 交流电源1和RLC滤波器2之间依次连接输入电压电流检测电路7和信号处理电路9，所述 矩阵变换器3和永磁同步电机4之间依次连接输出电压电流检测电路8、信号处理电路9和 控制电路5，所述控制电路5连接驱动电路6，所述220v电源11依次通过AC/DC电路10给 驱动电路6、信号处理电路9和控制电路5供电。

检测电路主要包括输入相电压过零点检测、输出电流极性检测和输出电压电流大小检测； 控制电路5采用ARM为控制器，型号为STM32F407，用于实现坐标变换、计算转子位置和角 速度、输入电流扇区、输出电压扇区、求出矢量作用时间及矢量分配情况等功能。

具体实施方式二

根据权利要求1所述基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制***，如图6所 示，所述RLC滤波器2包括电阻Rr、电阻Rs、电阻Rt、电感Lr、电感Ls、电感Rt、电容 Cr、电容Cs和电容Ct；所述电阻Rr并联电感Lr分别接到R点和连接电容Ct，所述电阻Rs 并联电感Ls接到S点和连接电容Cs，所述电阻Rt并联电感Rt接到T点和连接电容Cr，所 述电容Ct连接电容Cs，所述电容Cs连接电容Cr。

根据权利要求书1所述基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制***，其特征 在于，所述矩阵变换器3是9个具有阻断和自关断功能的双向开关组，成3*3的矩阵排列。

具体实施方式三

本发明基于矩阵变换器的永磁同步电机矢量控制***，核心方案主要分为三部分，分别 为：矩阵变换器3的双SVPWM矢量调制技术、滑模观测技术及网侧为单位功率因数技术，具 体的方案如下：

1、将矩阵变换器3的双SVPWM整体调控转化为等效交-直-交结构的虚拟整流侧VSR和虚 拟逆变侧VSI两部分同时进行的SVPWM的调控。

对虚拟逆变侧的矢量调制方式如图4所示。可将其直流侧电压UPN设为Udc，输出的线 电压Uo为：

如图4a中，非零电压开关状态矢量U1～U6是每隔60°的六个矢量，将整个PWM周期划 分成六个大小相等的电压扇区。U7、U8则是余下两种开关状态零矢量。图4b中，UJ、UL分别表示两个相隔60°的基准适量，UO则代表零矢量，dJ、dL、doi为电压矢量UJ、UL、UO 的占空比，则在一个PWM周期内输出矢量UO表示为：

U_o＝d_JU_J+d_LU_L+d_0iU₀ (2)

由式(2)可得电压矢量的占空比dJ、dL、doi的数学表达式为：

式(3)中，mvsi电压的调制系数，TJ、TL、Tθi为UJ、UL、Uθi为开关变量在一个周 期内导通的时间，θvsi为输出电压矢量与该矢量所在扇区的一个基准矢量的夹角。

对虚拟整流侧的矢量调制方式如图5所示。可将其直流侧电流io设为IZ，输入的相电 压UiPh为：

如图5a中，非零电流开关状态矢量I1～I6是每隔60°的六个矢量，将整个PWM周期划 分成六个大小相等的电流扇区。I7、I8、I9则是余下三种开关状态零矢量。图5b中Ip、Ib分别表示两个相隔60°的基准适量，I0则代表零矢量，db、dp、d0c为电压矢量Ib、Ip、I0 的占空比，则在一个PWM周期内输出矢量io表示为：

i_o＝d_bI_b+d_pI_p+d_0cI₀ (5)

由式(5)可得db、dp、d0c的数学表达式为：

式(6)中，mvsr作为电流的调制系数，Tb、Tp、T0c分别为Ib、Ip、Io开关向量在一 个脉宽调制周期内的导通时间，θvsr为输入电流矢量与该矢量所在扇区的一个基准矢量的夹角。

最后将虚拟整流侧和虚拟逆变侧占扇区及空比进行整合整合得到下式：

基于滑模观测器的无位置传感器的控制技术

交流永磁同步电机4在两相静止直角坐标系α-β中的数学模型：

其中，为电流i在α轴上的电流值i_α的导数，为电流i在β轴上的电流值i_β的导数，R_S为定子绕组电阻，L_S为等效电感，e_α为滑模观测器在α轴上的反电动势，e_β为滑模 观测器在β轴上反电动势，U_α为电压在α轴上的电压值，U_β为电压在β轴上的电压值；

将上式带入反电动势方程得：

e_α＝-ψ_fω_rsinθ (10)

e_β＝-ψ_fω_rcosθ (11)

其中，ψ_f为转子上永磁体产生的磁链，ω_r为同步转速，θ为转子角位置。

交流永磁同步电机4在两相静止直角坐标系α-β中的SMO计算方程为：

其中，分别为i_α、i_β的估算值，k为滑模切换增益。

由上述可得电流估计误差方程：

其中，为α轴上的电流误差值，为β轴上的电流误差值。

由于，选取sign开关函数进行运算，即：

选取李雅普诺夫函数：

对V求导，当k＞max(|e_α|,|e_β|)时，则V导小于零，由李雅普诺夫定理知，电流滑模观 测器是稳定的，选取电流误差为滑模切换面，当进入滑动模态时，有时，

在经过低通滤波器，将不连续的开关信号转换为等效的连续信号，计算公式如下：

其中，和为滑模观测器的反电动势估算值，w_c为低通滤波器的截止频率，s为拉普 拉斯算子。

下面进行转子转速估算，转子位置的估算及相位补偿。

由于低通滤波器的使用，其相位具有一定的滞后性，须对相位进行滞后补偿。

其相位补偿量为：

其中，是相位补偿量，w为稳态时的转速，w_c为滤波器的截止频率。

3、矩阵变换器3给定功率因数值的计算

***虚拟整流侧含有RLC滤波器，结构如图6示，通过电路分析可得：

其中，Ir、Is、It和Ur、Us、Ut为滤波器网侧相电流以Is概括表示和相电压以Us 概括表示，Iir、Iis、Iit和UiR、UiS、UiT为滤波器输出侧的相电流以Iin概括表示 和相电压以Uin概括表示。

将式(24)中的两方程相加，化简和并就可得到：

将式(24)的虚部实部分别提取合成，可以表示为：X+Y＝Z。矢量图如图7a所示，实部 X1和虚部X2合成矢量X，实部Y1和虚部Y2合成矢量Y，实部Z1和虚部Z2合成矢量Z。由 于X1、Y2、Z2相对于X2、Y1、Z1的幅值过小且忽略这些小矢量不会对和成后的矢量相位角 有较大影响，经化简得到下式，矢量图如图7b所示。

根据以上矢量图，通过勾股定理求解，就可计算得到网侧功率因数角如下：

从上面的式子可以知道，网侧功率因数角由输入滤波器的电容值C、电感值L、电阻值R、 滤波器输入侧相电流、相电压幅值Im和Um、网侧电压角频率win及矩阵变换器设定功率因 数值Φ共同决定，滤波器输入侧电压幅值及网侧电压角频率由电网决定且固定不变，输入滤 波器的电容值、电感值、电阻值受到截止频率等滤波器设计要求的限定，在设计之后基本保 持不变。由于矩阵变换器输入侧功率与出侧功率相等，所以滤波器输入侧相电流主要受到输 出功率的影响，而输出功率主要与负载的性质及阻抗有关，无法调整和预测，且一旦负载确 定之后，滤波器输入侧相电流的幅值也就确定下来。如果要改变网侧电压与网侧电流的相位 角，只有通过改变MC设定功率因数的方法才可以实现，采用前向BP神经网络算法预测出MC 输入功率因数设定值，将设定值参与到输入相电流的控制中，实现***功率因数为1。

具体实施方式四

一种在所述基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制***上实现的所述基于矩 阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制方法，如图2和图3所示，具体步骤如下：

步骤a、检测交流永磁同步电机4三相定子电流iu、iv和iw，经Clark变换得到两相静 止直角坐标系的两相定子电流i_α和i_β，在经Park变换得到两相旋转坐标系下id和iq；检测 矩阵变换器输出的三相电压Uu、Uv和Uw经Clark变换，输出两相直角坐标系下的U_α和U_β，将i_α、i_β和U_α、U_β送入滑模观测器中进行运算；

步骤b：永磁同步电机4两相静止坐标系下的定子电压U_α和U_β通过电压重构获得与符号 函数sign输出量和作为滑模观测器模型的输入，滑模观测器模型输出定子电流观测值和 和分别减定子实际电流i_α和i_β，差值和作为符号函数的输入，经其处理后输出 两相静止坐标系下的反电动势估算值和在经过角度计算模块获得转子位置经角速 度计算模块求导获得角速度

步骤c：将得到的转子转速的估算值乘以30/pi估算出转子的转速将估算出的转子 转速与给定转速做差，差值经PI速度调节器后输出q轴的参考电流与步骤a中的Iq 进行做差，差值经PI调节后输出q轴参考电压将d轴参考电流与步骤a中得到的 Id做差，差值经PI调节后的得到d轴的参考电压将得到的和经park反变换后，输出两相静止坐标系下的和

步骤d：检测矩阵变换器3的永磁同步电机5输入侧三相电压UR、US、UT，经Clark变换得到输入两相静止坐标系下的U_iα和U_iβ，采经BP神经算法得到的矩阵变换器功率因数预测值Q和步骤c中得到的和经转化，得到输出线电压矢量u_oα和u_oβ，及输入相电流矢 量i_iα和i_iβ，将得到的输出线电压矢量及输入相电流矢量分别进行扇区号判断和占空比计算，将得到的占空比进行联合后，根据区间分配矢量和作用时间，最后进行脉冲分配。

矩阵变换器-永磁同步电机矢量控制***为双环结构，由电流内环和速度外环组成，采用 励磁电流id为零的控制方式。矩阵变换器的输出电压和永磁同步电机的输出电流作为滑模观 测器的输入，从而获得电机转子位置和角速度信息将获得的电机转子位置作为坐标变 换的角度输入量，获得的角速度转换为转速作为矢量控制速度反馈量，形成速度闭环。

滑模观测器模型、sign符号函数、角度计算模块和角速度计算模块；永磁同步电机两相 静止坐标系下的定子电压U_α和U_β通过电压重构获得与符号函数输出量和作为滑模观测 器模型的输入，滑模观测器模型输出定子电流观测值和 和分别减定子实际电流i_α和 i_β，差值和作为符号函数的输入，经其处理后输出两相静止坐标系下的反电动势估算值和在经过角度计算模块获得转子位置经角速度计算模块求导获得角速度

采用由输出频率转换为预测设定功率因数值的方法，将预测设定值引入到空间矢量脉宽 调制控制算法中，使其网侧工作在单位功率因数下。

采用基于多层神经网络的反相传播学习算法BP的网测功率因数调节，来确定矩阵变换器 预测功率因数值，使***自适应能力更强。

为验证本发明的可行性和有效性，进行***仿真。

图8是电机稳定运行在负载为5N·m时的输入电流和电压波形，可以看出，基于矩阵变 换器的永磁同步电机的无位置传感器矢量控制***的网侧功率因数为1，且动态效果良好。

图9是电机稳定运行在负载为5N·m时的转矩波形，电机在短时间内达到给定转速1000r/min，转矩脉动小。

图10是电机稳定运行在负载为5N·m时的id和iq波形，可以看出，id为0，iq为5 且波动小，***更稳定。

图11是电机稳定运行在负载为5N·m时的滑模观测输出的转子转速与实际转子转速波形， 可以看出，两者完全重合。

图12是电机稳定运行在负载为5N·m时的滑模观测输出的转子位置与实际转子位置波形， 可以看出，两者完全重合。

图13是电机稳定运行在负载为5N·m时的三相定子电流波形。

Claims (5)

1.一种基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制***，其特征在于，包括三相交流电源(1)、RLC滤波器(2)、矩阵变换器(3)、永磁同步电机(4)、控制电路(5)、驱动电路(6)、输入电压电流检测电路(7)、输出电压电流检测电路(8)、信号处理电路(9)、AC/DC电路(10)和220v电源(11)；所述控制电路(5)是ARM作为主控芯片，所述三相交流电源(1)依次连接RLC滤波器(2)、矩阵变换器(3)和永磁同步电机(4)，所述三相交流电源(1)和RLC滤波器(2)之间依次连接输入电压电流检测电路(7)和信号处理电路(9)，所述矩阵变换器(3)和永磁同步电机(4)之间依次连接输出电压电流检测电路(8)、信号处理电路(9)和控制电路(5)，所述控制电路(5)连接驱动电路(6)，所述220v电源(11)依次通过AC/DC电路(10)给驱动电路(6)、信号处理电路(9)和控制电路(5)供电。

2.根据权利要求1所述基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制***，其特征在于，采用由输出频率转换为预测设定功率因数值的方法，将预测设定值引入到空间矢量脉宽调制控制算法中，使空间矢量脉宽调制控制算法的网侧工作在单位功率因数下。

3.根据权利要求1所述基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制***，其特征在于：采用基于多层神经网络的反相传播学习算法(BP)的网测功率因数调节，来确定矩阵变换器预测功率因数值，使***自适应能力更强。

4.一种在根据权利要求1所述基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制***上实现的所述基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制方法，其特征在于，具体步骤如下：

步骤a、检测交流永磁同步电机(4)三相定子电流iu、iv和iw，经Clark变换得到两相静止直角坐标系的两相定子电流i_α和i_β，在经Park变换得到两相旋转坐标系下id和iq；检测矩阵变换器输出的三相电压Uu、Uv和Uw经Clark变换，输出两相直角坐标系下的U_α和U_β，将i_α、i_β和U_α、U_β送入滑模观测器中进行运算；

步骤b、永磁同步电机(4)两相静止坐标系下的定子电压U_α和U_β通过电压重构获得与符号函数sign输出量和作为滑模观测器模型的输入，滑模观测器模型输出定子电流观测值和 和分别减定子实际电流i_α和i_β，差值和作为符号函数的输入，经其处理后输出两相静止坐标系下的反电动势估算值和在经过角度计算模块获得转子位置经角速度计算模块求导获得角速度

步骤c、将得到的转子转速的估算值乘以相应数值估算出转子的转速将估算出的转子转速与给定转速做差，差值经PI速度调节器后输出q轴的参考电流 与步骤a中的Iq进行做差，差值经PI调节后输出q轴参考电压将d轴参考电流与步骤a中得到的Id做差，差值经PI调节后的得到d轴的参考电压将得到的和经park反变换后，输出两相静止坐标系下的和

步骤d、检测矩阵变换器(3)的永磁同步电机(4)输入侧三相电压UR、US、UT，经Clark变换得到输入两相静止坐标系下的U_iα和U_iβ，采经BP神经算法得到的矩阵变换器功率因数预测值Q和步骤c中得到的和经转化，得到输出线电压矢量u_oα和u_oβ，及输入相电流矢量i_iα和i_iβ，将得到的输出线电压矢量及输入相电流矢量分别进行扇区号判断和占空比计算，将得到的占空比进行联合后，根据区间分配矢量和作用时间，最后进行脉冲分配。

5.根据权利要求4所述基于矩阵变换器的永磁电机无位置传感器矢量控制方法，其特征在于，步骤B中所述滑模观测器采用无位置传感器的控制技术。