CN108321812A - 一种基于模糊pi控制的预测直接功率控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法,该方法根据无差拍功率预测模型,在每一个采样周期,实现对下一个周期开始时的功率给定值的跟踪控制。该方法无需交流侧电网电压传感器,节约了成本并提高了***的可靠性;开关频率固定,便于滤波器的设计;对有功及无功功率进行补偿,减少电流谐波畸变率;采用预测功率控制,实现有功以及无功功率无静差。
Description
技术领域
本发明涉及电气传动技术,特别是涉及一种基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法。
背景技术
目前,随着电力电子技术的发展以及半导体开关器件性能的不断提高,三相PWM整流器已从不控整流发展到可控整流。PWM整流器采用全控型器件代替二极管或晶闸管,功率因数可调,且能量可双向流动,实现了真正的“绿色电能变换”。由于PWM整流器网侧具有受控源特性,还可应用于有源电力滤波器、静止无功发生器、统一潮流控制器、超导储能等领域,具有很大的研究价值。
对于三相PWM整流器的控制,国内外学者提出了许多高效的控制方法。根据控制对象的不同,可分为矢量控制(VOC)和直接功率控制(DPC)两种。其中,直接功率控制策略因其结构、算法简单、动态响应快,受到了国内外学者的极大关注。直接功率控制采用功率内环与电压外环的控制结构,通过有功和无功功率滞环以及电网电压矢量的位置来选择合适的开关表,进而控制PWM整流器的瞬时功率跟随给定值,但其开关频率不固定,输出滤波器的设计较为复杂。
发明内容
发明目的:本发明的目的是提供一种开关频率固定、便于滤波器设计的基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法。
技术方案:为达到此目的,本发明采用以下技术方案:
本发明所述的基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法,包括以下步骤:
S1:采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流ia、ib、ic,直流母线电压Udc和负载电流iL;
S2:直流母线电压Udc与给定直流母线电压的差值经PI调节器输出,输出值与直流母线电压Udc的乘积为给定有功功率给定无功功率
S3:根据对称三相电流ia、ib、ic和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q以及电网电压在αβ坐标系下的分量和
S4:对有功功率p以及无功功率q进行补偿,得到有功功率补偿值pcom以及无功功率补偿值qcom;
S5:给定有功功率与有功功率补偿值pcom的差值dp、给定无功功率与无功功率补偿值qcom的差值dq分别通过模糊PI控制器,输出perror和qerror;
S6:将perror以及qerror输入到功率预测控制器两端,由功率预测控制器得到三相电压型PWM整流器输出的电压矢量,对电压矢量进行空间矢量调制得到三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管的控制信息,使得有功功率p和无功功率q跟随给定有功功率和给定无功功率
进一步,所述步骤S3具体包括以下步骤:
S3.1:三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态Sa/b/c采用式(1)的方式表示:
S3.2:利用克拉克变换得到直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量uconvα和uconvβ,如式(2)所示:
式(2)中,Sa为a相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态,Sb为b相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态,Sc为c相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态;
S3.3:利用克拉克变换得到对称三相电流ia、ib、ic在αβ坐标系下的分量iα和iβ,如式(3)所示:
S3.4:利用公式得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量ψα和ψβ,其中:L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感;
S3.5:利用公式得到有功功率p和无功功率q,其中:ω为电网电压角速度;
S3.6:利用公式得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量和
进一步,所述步骤S4中,k时刻的有功功率补偿值pcom(k)以及无功功率补偿值qcom(k)的表达式为:
式(4)中,为k时刻估算的电网电压在αβ坐标系下的分量,为k时刻直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量,p(k)为k时刻有功功率的值,q(k)为k时刻无功功率的值,Ts为采样时间,L为滤波电感。
进一步,所述步骤S5中,模糊PI控制器的输出表达式为:
u(k)=kpe(k)+ki*Ts*∑e(k) (5)
式(5)中,e(k)为模糊PI控制器的输入值,kp为比例参数,ki为积分参数,u(k)为模糊PI控制器的输出,Ts为采样时间。
进一步,所述步骤S6中,三相电压型PWM整流器输出的电压矢量的控制方程如式(6)所示:
式(6)中,为k时刻三相电压型PWM整流器的输出电压矢量在αβ坐标系下的分量,为k时刻估算的电网电压在αβ坐标系下的分量,
perror(k)为k时刻有功功率侧模糊PI控制器输出值,qerror(k)为k时刻无功功率侧模糊PI控制器输出值,Ts为采样时间,L为滤波电感。
有益效果:本发明公开了一种基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法,与现有技术相比,具有如下的有益效果:
1)无需交流侧电网电压传感器,节约了成本并提高了***的可靠性;
2)开关频率固定,便于滤波器的设计;
3)对有功及无功功率进行补偿,减少电流谐波畸变率;
4)采用预测功率控制,实现有功以及无功功率无静差。
附图说明
图1为本发明具体实施方式中三相电压型PWM整流器主电路的结构图;
图2为本发明具体实施方式中控制***的结构图。
具体实施方式
下面结合具体实施方式对本发明的技术方案作进一步的介绍。
本具体实施方式公开了一种基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法,包括以下步骤:
S1:采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流ia、ib、ic,直流母线电压Udc和负载电流iL;
S2:直流母线电压Udc与给定直流母线电压的差值经PI调节器输出,输出值与直流母线电压Udc的乘积为给定有功功率给定无功功率
S3:根据对称三相电流ia、ib、ic和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q以及电网电压在αβ坐标系下的分量和
S4:对有功功率p以及无功功率q进行补偿,得到有功功率补偿值pcom以及无功功率补偿值qcom;
S5:给定有功功率与有功功率补偿值pcom的差值dp、给定无功功率与无功功率补偿值qcom的差值dq分别通过模糊PI控制器,输出perror和qerror;
S6:将perror以及qerror输入到功率预测控制器两端,由功率预测控制器得到三相电压型PWM整流器输出的电压矢量,对电压矢量进行空间矢量调制得到三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管的控制信息,使得有功功率p和无功功率q跟随给定有功功率和给定无功功率
步骤S3具体包括以下步骤:
S3.1:三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态Sa/b/c采用式(1)的方式表示:
S3.2:利用克拉克变换得到直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量uconvα和uconvβ,如式(2)所示:
式(2)中,Sa为a相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态,Sb为b相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态,Sc为c相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态;
S3.3:利用克拉克变换得到对称三相电流ia、ib、ic在αβ坐标系下的分量iα和iβ,如式(3)所示:
S3.4:利用公式得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量ψα和ψβ,其中:L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感;
S3.5:利用公式得到有功功率p和无功功率q,其中:ω为电网电压角速度;
S3.6:利用公式得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量和
步骤S4中,k时刻的有功功率补偿值pcom(k)以及无功功率补偿值qcom(k)的表达式为:
式(4)中,为k时刻估算的电网电压在αβ坐标系下的分量,为k时刻直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量,p(k)为k时刻有功功率的值,q(k)为k时刻无功功率的值,Ts为采样时间,L为滤波电感。
步骤S5中,模糊PI控制器的输出表达式为:
u(k)=kpe(k)+ki*Ts*∑e(k) (5)
式(5)中,e(k)为模糊PI控制器的输入值,kp为比例参数,ki为积分参数,u(k)为模糊PI控制器的输出,Ts为采样时间。
步骤S6中,三相电压型PWM整流器输出的电压矢量的控制方程如式(6)所示:
式(6)中,为k时刻三相电压型PWM整流器的输出电压矢量在αβ坐标系下的分量,为k时刻估算的电网电压在αβ坐标系下的分量,perror(k)为k时刻有功功率侧模糊PI控制器输出值,qerror(k)为k时刻无功功率侧模糊PI控制器输出值,Ts为采样时间,L为滤波电感。
如图1所示为三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构图,包括三相电网电压ua/b/c、交流侧的滤波电感L、滤波电容C、电阻负载RL和六个IGBT开关管组成的整流桥;图1中:R为交流侧的滤波电感L上的寄生电阻,ia/b/c为对称三相电流,Sa/b/c为六个IGBT开关管状态,idc为直流侧电流,ic为滤波电容电流,Udc为直流母线电压,iL为负载电流。
本案的控制***如图2所示,包括控制电路和功率主电路:控制电路包括霍尔传感器和主控芯片,本案采用的主控芯片为DSP28335;功率主电路主要包括电压外环和功率内环。
Claims (5)
1.一种基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法,其特征在于:包括以下步骤:
S1:采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流ia、ib、ic,直流母线电压Udc和负载电流iL;
S2:直流母线电压Udc与给定直流母线电压的差值经PI调节器输出,输出值与直流母线电压Udc的乘积为给定有功功率给定无功功率
S3:根据对称三相电流ia、ib、ic和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q以及电网电压在αβ坐标系下的分量和
S4:对有功功率p以及无功功率q进行补偿,得到有功功率补偿值pcom以及无功功率补偿值qcom;
S5:给定有功功率与有功功率补偿值pcom的差值dp、给定无功功率与无功功率补偿值qcom的差值dq分别通过模糊PI控制器,输出perror和qerror;
S6:将perror以及qerror输入到功率预测控制器两端,由功率预测控制器得到三相电压型PWM整流器输出的电压矢量,对电压矢量进行空间矢量调制得到三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管的控制信息,使得有功功率p和无功功率q跟随给定有功功率和给定无功功率
2.根据权利要求1所述的基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法,其特征在于:所述步骤S3具体包括以下步骤:
S3.1:三相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态Sa/b/c采用式(1)的方式表示:
S3.2:利用克拉克变换得到直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量uconvα和uconvβ,如式(2)所示:
式(2)中,Sa为a相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态,Sb为b相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态,Sc为c相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态;
S3.3:利用克拉克变换得到对称三相电流ia、ib、ic在αβ坐标系下的分量iα和iβ,如式(3)所示:
S3.4:利用公式得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量ψα和ψβ,其中:L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感;
S3.5:利用公式得到有功功率p和无功功率q,其中:ω为电网电压角速度;
S3.6:利用公式得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量和
3.根据权利要求1所述的基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法,其特征在于:所述步骤S4中,k时刻的有功功率补偿值pcom(k)以及无功功率补偿值qcom(k)的表达式为:
式(4)中,为k时刻估算的电网电压在αβ坐标系下的分量,为k时刻直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量,p(k)为k时刻有功功率的值,q(k)为k时刻无功功率的值,Ts为采样时间,L为滤波电感。
4.根据权利要求1所述的基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法,其特征在于:所述步骤S5中,模糊PI控制器的输出表达式为:
u(k)=kpe(k)+ki*Ts*∑e(k) (5)
式(5)中,e(k)为模糊PI控制器的输入值,kp为比例参数,ki为积分参数,u(k)为模糊PI控制器的输出,Ts为采样时间。
5.根据权利要求1所述的基于模糊PI控制的预测直接功率控制方法,其特征在于:所述步骤S6中,三相电压型PWM整流器输出的电压矢量的控制方程如式(6)所示:
式(6)中,为k时刻三相电压型PWM整流器的输出电压矢量在αβ坐标系下的分量,为k时刻估算的电网电压在αβ坐标系下的分量,perror(k)为k时刻有功功率侧模糊PI控制器输出值,qerror(k)为k时刻无功功率侧模糊PI控制器输出值,Ts为采样时间,L为滤波电感。
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GR01 | Patent grant | ||
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