CN104167941B - 一种三相pwm整流器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种三相PWM整流器的控制方法，包括直流电容储能外环控制方法和网侧电流内环控制方法，该方法将整流器直流侧电容储能作为整体反馈，经能量PI调节器运算输出给定电容充电功率，再加上负载功率得到网侧输入功率，除以网侧d轴电压分量，得到网侧d轴电流给定值i^* _d，由dq轴给定电流的关系得到q轴电流给定值i^* _q，再由网侧电流内环控制方法依次得到网侧电压控制值u_d、u_q，通过u_d、u_q及电网电压前馈及解耦得到电压给定值然后经Park反变换和Clark反变换得到给定相电压输出值然后通过空间矢量脉宽调制最终得到用于驱动PWM整流器桥臂电子开关的开关控制信号S_a、S_b、S_c。该方法能够大大提高三相PWM整流器的动态响应性能。非常适用于例如电动汽车快速充电等对三相PWM整流器响应性能要求较高的场合。

Description

一种三相PWM整流器的控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种三相电力电子变换装置的控制方法。

背景技术

传统的整流器由二极管或晶闸管组成，这类整流器存在输入电流谐波含量高，输入功率因数低，能量单向传递，直流侧电压不可控等缺点。自从20世纪80年代后期开始将PWM(Pulse Width Modulation,脉冲宽度调制)技术引入整流器控制中，这种高功率因数PWM整流器技术已成为国内外研究的热点。电压源型PWM整流技术与传统的整流技术相比，PWM整流器具有实现能量双向流动、直流侧电压可控、低输入电流谐波、功率因数高等优点，真正实现了“绿色电能变换”，广泛的应用于有源电力滤波器，静止无功发生器，高压直流输电，电气传动等领域。

随着应用场合的多样化，对电压源型PWM整流技术的静、动态性能的要求也越来越多。目前，PWM整流器主要的控制策略有：基于电网电压定向的矢量控制、基于虚拟磁链定向的矢量控制、基于电网电压定向的直接功率控制和基于虚拟磁链定向的直接功率控制。基于电网电压定向的矢量控制能够实现功率四象限变换，并具有动态响应快、稳态性能好等优点，便于DSP的实现。基于虚拟磁链定向的矢量控制方法的静、动态性能比电压定向控制优越，它的输出直流电压动态响应比较快，输入电流波形畸变率比较小，但算法复杂。基于电网电压定向的直接功率控制采用瞬时功率控制，具有高功率因数、低THD、算法及***结构简单的特点，引起了很多研究人员的关注。基于虚拟磁链定向的直接功率控制的特点是***结构简单，能有效减少传感器数量，抗干扰能力强，电网输入电流畸变小，具有优良的瞬时功率静、动态特性。

随着电压型PWM整流器应用范围的增大，在保证稳定性的情况下对PWM整流器的动态性要求要求越来越高。在以上的控制方法中直接功率控制具有很好的快速性。由于直接功率控制方法常采用电压反馈外环、电流反馈内环的双闭环设计，并且采用功率滞环选择开关表，从而导致开关频率不固定，变化的开关频率不利于交流侧电抗滤波器设计。同时由于采样周期较高需要高速的A/D转换器和处理器进行数据采集和算法处理，不便于***实现。

发明内容

鉴于现有技术之不足，本发明提供一种三相PWM整流器的控制方法，该方法能够大大提高三相PWM整流器的动态响应性能。

本方法解决上述技术问题的方案如下：

一种三相PWM整流器的控制方法，包括直流电容储能外环控制方法和网侧电流内环控制方法，具体包括以下步骤：

1)直流电容储能外环控制方法：

A)分别利用交流网侧的电压传感器和电流传感器采集交流网侧的交流相电压e_a、e_b、e_c和交流相电流i_a、i_b、i_c，并通过CLARK变换和PARK变换，按下式I)和II)分别将交流相电压e_a、e_b、e_c和交流相电流i_a、i_b、i_c从三相静止坐标系转换至两相旋转坐标系下：

式I)和II)中，θ为当前电压相位角，满足下式III)：

B)利用直流侧电压传感器采样获取直流侧电压u_dc，并计算获得直流侧电容储能

C)将直流侧电容储能E_C作为反馈，与给定直流储能E^* _C相减后，经能量PI调节器运算输出给定电容充电功率p，再将给定电容充电功率p加上负载功率p_L，得到网侧输入功率p_grid＝p+p_L；

2)网侧电流内环控制方法：

D)将步骤C)得到的网侧输入功率p_grid除以两相旋转坐标系下的d轴电压分量e_d得到两相旋转坐标系下的d轴网侧电流给定值将两相旋转坐标系下的d轴网侧电流给定值与两相旋转坐标系下的d轴电流分量i_d相减，经d轴电流PI调节器运算，得到两相旋转坐标系下的d轴网侧输出电压u_d，由于d轴网侧电流给定值与q轴网侧电流给定值满足关系：因此，同样地将两相旋转坐标系下的q轴网侧电流给定值与两相旋转坐标系下的q轴电流分量i_q相减，经q轴电流PI调节器运算，得到两相旋转坐标系下的q轴网侧输出电压u_q；

E)忽略开关损耗，将d轴网侧输出电压u_d和q轴网侧输出电压u_q按下式IV)进行前馈解耦，分别得到控制***输出的d轴网侧给定电压u^* _d和q轴网侧给定电压u^* _q：

式IV)中，ω为电网电压角频率，L为电抗器的电感值；

F)将d轴网侧给定电压u^* _d和q轴网侧给定电压u^* _q进行PARK反变换和CLARK反变换，得到三相静止坐标系下的PWM整流器给定相电压输出值通过空间矢量脉宽调制最终得到用于驱动PWM整流器桥臂电子开关的开关控制信号S_a、S_b、S_c。

本发明提供的一种三相PWM整流器的控制方法的优点和有益效果在于：通过直流侧电容存储的能量作为外环反馈控制参量，大大改善了三相PWM整流器的动态响应性能，使得整流器的阶跃响应的调节时间和超调量大大减少，非常适用于例如电动汽车快速充电等对三相PWM整流器响应性能要求较高的场合。其原理具体分析如下：

由于为控制对象为三相PWM整流器，且输入电压采用三相无中线连接方式，忽略0轴分量，通过将三相相电压和相电流从三相坐标系下变换至两相旋转坐标系下，得到电压平衡关系如下式(1)所示：

式(1)中，L和R分别为三相交流网侧的输入电感值和寄生电阻值，e_d、e_q分别为两相旋转坐标系下网侧电压的d轴电压分量和q轴电压，u_d、u_q分别为两相旋转坐标系下整流器侧电压的d轴电压分量和q轴电压；

由于将三相相电压和相电流从三相坐标系下变换至两相旋转坐标系下，采用电网电压定向，且电网电压矢量与两相旋转坐标系下的d轴重合时，三相相电压在两相旋转坐标系下的q轴下的分量e_q＝0，直流侧和交流侧的电流关系如下式(2)所示：

式(2)中，i_C、i_dc、i_L、u_dc分别为直流侧电容电流、直流侧总电流、直流侧负载电流和直流侧电压；

将式(1)的第一项乘以两相旋转坐标系下的交流网侧电流分量i_d，加上第二项乘以交流网侧电流分量i_q，再将式(1)的第二项乘以两相旋转坐标系下的交流网侧电流分量i_d，减去第一项乘以交流网侧电流分量i_q，分别可得三相PWM整流器的有功功率和无功功率交换关系，如下式(3)所示：

式(3)中，上式左边为电网输入的有功功率，右边第一项为三相PWM整流器吸收的有功功率，第二项为电感上寄生电阻消耗的有功功率，第三项为电感内磁场储能增加时的消耗的有功功率，稳态时，第三项值为零；下式左边为电网输入的无功功率，右边第一项为三相PWM整流器吸收的无功功率，第二项为电感上消耗的无功功率，第三项为电感内磁场储能总和变化时所消耗的无功功率，稳态时第三项值为零。因此，电感上所需的无功功率全部由三相PWM整流器提供。

忽略三相PWM整流器的开关损耗，联立式(2)和式(3)可知，直流侧功率P满足下式(4)：

式(4)中，p_L为负载功率；

由式(4)中可知，直流侧功率一部分使电容储能增加，一部分提供负载消耗功率，又由于从电网吸收的电流的d轴分量将全部提供整流器内部消耗和直流侧功率，电流的q轴分量为无功分量。由于电感的寄生电阻R很小，可以忽略不计，联立式(3)和式(4)可得电网吸收的电流的d轴分量满足下式(5)：

因此，采用三相PWM整流器的直流侧电容储能作为外环反馈控制参量，并获取三相PWM整流器的电网吸收电流的d轴分量，即可完成对整流器的输出控制，满足使其快速达到额定输出。

附图说明

图1为三相两电平PWM整流器的主电路拓扑结构示意图。

图2为本发明所述三相PWM整流器控制方法的流程图。

图3为采用本发明所述控制方法的构建的三相PWM整流器的控制***结构框图。

图4(a)～图4(c)为现有技术提供的控制方法控制的三相PWM整流器分别在空载启动、突加负载和带载启动时的直流侧电压波形、交流侧a相电压和电流波形、两相旋转坐标系下的d轴网侧电流分量i_d波形图。

图5(a)～图5(c)为本发明提供的控制方法控制的三相PWM整流器分别在空载启动、突加负载和带载启动时的直流侧电压波形、交流侧a相电压和电流波形、两相旋转坐标系下的d轴网侧电流分量i_d波形图。

具体实施方式

例1

本例为一个采用本发明控制方法控制技术参数如表1所示的三相两电平PWM整流器的控制过程，下面结合附图对本发明进行详细描述。

参数名称	数值
		直流侧电容	2010uF
网侧电感	3mH
		负载电阻	100Ω(功率2kW)
开关频率	6KHz
		直流母线电压	450V
网侧线电压	240V

表1

本发明所述控制方法控制的三相两电平PWM整流器的主电路结构如图1所示，其中三相电网电动势为e_a、e_b、e_c，经三相线性电感L分别接入各相PWM整流器桥臂的上下臂连接处，三相网侧相电流分别为i_a、i_b、i_c。直流侧输出端并联有滤波电容C直流负载电阻R_L。基于此电路拓扑，建立如图3所示的控制***，其控制方法流程如图2所示，具体步骤如下：

1)直流电容储能外环控制方法：

A)分别利用交流网侧的电压传感器和电流传感器采集交流网侧的交流相电压e_a、e_b、e_c和交流相电流i_a、i_b、i_c，并通过CLARK变换和PARK变换，按下式I)和II)分别将交流相电压e_a、e_b、e_c和交流相电流i_a、i_b、i_c从三相静止坐标系转换至两相旋转坐标系下：

式I)和II)中，θ为当前电压相位角，满足下式III)：

B)利用直流侧电压传感器采样获取直流侧电压u_dc，并计算获得直流侧电容储能

C)将直流侧电容储能E_C作为反馈，与给定直流储能E^* _C相加后，经能量PI调节器运算输出给定电容充电功率p，再将给定电容充电功率p加上负载功率p_L，得到网侧输入功率p_grid＝p+p_L；

2)网侧电流内环控制方法：

D)将步骤C)得到的网侧输入功率p_grid除以两相旋转坐标系下的d轴电压分量e_d得到两相旋转坐标系下的d轴网侧电流给定值将两相旋转坐标系下的d轴网侧电流给定值与两相旋转坐标系下的d轴电流分量i_d相减，经d轴电流PI调节器运算，得到两相旋转坐标系下的d轴输出电压u_d，由于d轴网侧电流给定值与q轴网侧电流给定值满足关系：因此，同样地将两相旋转坐标系下的q轴网侧电流给定值与两相旋转坐标系下的q轴电流分量i_q相减，经q轴电流PI调节器运算，得到两相旋转坐标系下的q轴输出电压u_q；

E)忽略开关损耗，将d轴输出电压u_d和q轴输出电压u_q按下式IV)进行前馈解耦，分别得到控制***输出的d轴网侧给定电压u^* _d和q轴网侧给定电压u^* _q：

式IV)中，ω为电网电压角频率，L为电抗器的电感值；

F)将d轴网侧给定电压u^* _d和q轴网侧给定电压u^* _q进行PARK反变换和CLARK反变换，得到三相静止坐标系下的三相两电平PWM整流器给定相电压输出值通过空间矢量脉宽调制最终得到用于驱动三相两电平PWM整流器各相桥臂电子开关的开关控制信号S_a、S_b、S_c。

例2

为验证本发明所提供的控制方法的控制性能，本例将现有技术所述的采用电压反馈外环、电流反馈内环的双闭环设计的直接功率控制方法与例1中所采用的控制方法对技术参数如表1所示的三相两电平PWM整流器分别进行控制，并采用美国Aglient公司生产的型号为MSO-X3014A示波器分别采集空载启动、突加负载和带载启动时的直流侧电压波形、交流侧a相电压和电流波形、两相旋转坐标系下的d轴网侧电流分量i_d波形，采集结果如图4和图5所示。对照图4和图5可以明显看出，

在空载启动条件下，参照图4(a)和图5(a)，现有技术在空载启动时，超调量超过40V，达到给定电压的上升时间约为75ms，调节时间约为150ms；而本发明所提供的控制方法在空载启动时，超调量仅为30V，达到给定电压的上升时间约为60ms，调节时间约为75ms。

在突加负载条件下，参照图4(b)和图5(b)，现有技术在突加负载时，电压跌落比例超过35V，调整恢复时间约为150ms；而本发明所提供的控制方法在突加负载时，电压跌落比例约为25V，调整恢复时间约为50ms。

在带载启动条件下，参照图4(c)和图5(c)，现有技术在带载启动时，电压超调量超过15V，到达给定电压的上升时间约为120ms，调节时间约为170ms；而本发明所提供的控制方法在带载启动时，电压超调量不到10V，到达给定电压的上升时间约为120ms，调节时间约为130ms。

很显然，在相同条件下，本发明提供的控制方法的动态响应性能明显高于现有技术。非常适用于例如电动汽车快速充电等对三相两电平PWM整流器响应性能要求较高的场合。

Claims (1)

1.一种三相PWM整流器的控制方法，包括直流电容储能外环控制方法和网侧电流内环控制方法，具体包括以下步骤：

1)直流电容储能外环控制方法：

A)分别利用交流网侧的电压传感器和电流传感器采集交流网侧的交流相电压e_a、e_b、e_c和交流相电流i_a、i_b、i_c，并通过CLARK变换和PARK变换，按下式I)和II)分别将交流相电压e_a、e_b、e_c和交流相电流i_a、i_b、i_c从三相静止坐标系转换至两相旋转坐标系下：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}=\sqrt{\frac{2}{3}}{e}_a-\sqrt{\frac{1}{6}}(e_b+e_c)\\ e_{\mathrm{\β}}=\frac{1}{\sqrt{2}}(e_b-e_c)\end{array}\right.---I)$

$\left\{\begin{array}{c}{e}_d=e_{\mathrm{\α}}*\cos \left(\mathrm{\θ}\right)+e_{\mathrm{\β}}*\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\\ e_q={-e}_{\mathrm{\α}}*\sin +e_{\mathrm{\β}}*\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\text{\α}}=\sqrt{\frac{2}{3}}{i}_a-\sqrt{\frac{1}{6}}(i_b+i_c)\\ i_{\mathrm{\β}}=\frac{1}{\sqrt{2}}(i_b-i_c)\end{array}\right.---\mathrm{II})$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d=i_{\mathrm{\α}}*\cos \left(\mathrm{\θ}\right)+i_{\mathrm{\β}}*\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\\ i_q={-i}_{\mathrm{\α}}*\sin \left(\mathrm{\θ}\right)+i_{\mathrm{\β}}*\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right.$

式I)和II)中，θ为当前电压相位角，满足下式III)：

$\left\{\begin{array}{c}\cos \mathrm{\θ}=\frac{e_{\mathrm{\α}}}{\sqrt{e{\mathrm{\α}}^2+e{\mathrm{\β}}^2}}\\ \sin \mathrm{\θ}=\frac{e_{\mathrm{\β}}}{\sqrt{e{\mathrm{\α}}^2+e{\mathrm{\β}}^2}}\end{array}\right.---\mathrm{III});$

B)利用直流侧电压传感器采样获取直流侧电压u_dc，并计算获得直流侧电容储能 $E_C=\frac{1}{2}C{\left(u_{\mathrm{dc}}\right)}^2;$

C)将直流侧电容储能E_C作为反馈，与给定直流储能E^* _C相减后，经能量PI调节器运算输出给定电容充电功率p，再将给定电容充电功率p加上负载功率p_L，得到网侧输入功率p_grid＝p+p_L；

2)网侧电流内环控制方法：

D)将步骤C)得到的网侧输入功率p_grid除以两相旋转坐标系下的d轴电压分量e_d得到两相旋转坐标系下的d轴网侧电流给定值将两相旋转坐标系下的d轴网侧电流给定值与两相旋转坐标系下的d轴电流分量i_d相减，经d轴电流PI调节器运算，得到两相旋转坐标系下的d轴输出电压u_d，由于d轴网侧电流给定值与q轴网侧电流给定值满足关系：因此，同样地将两相旋转坐标系下的q轴网侧电流给定值与两相旋转坐标系下的q轴电流分量i_q相减，经q轴电流PI调节器运算，得到两相旋转坐标系下的q轴输出电压u_q；

E)忽略开关损耗，将d轴输出电压u_d和q轴输出电压u_q按下式IV)进行前馈解耦，分别得到控制***输出的d轴网侧给定电压u^* _d和q轴网侧给定电压u^* _q：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d^{*}=e_d+{\mathrm{\ωLi}}_q-u_d\\ u_q^{*}=u_q-{\mathrm{\ωLi}}_d-e_q\end{array}\right.---\mathrm{IV})$

式IV)中，ω为电网电压角频率，L为电抗器的电感值；

F)将d轴网侧给定电压u^* _d和q轴网侧给定电压u^* _q进行PARK反变换和CLARK反变换，得到三相静止坐标系下的PWM整流器给定相电压输出值通过空间矢量脉宽调制最终得到用于驱动PWM整流器桥臂电子开关的开关控制信号S_a、S_b、S_c。