CN109347125A - 一种pwm整流器控制方法与装置 - Google Patents

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CN109347125A CN201811089595.7A CN201811089595A CN109347125A CN 109347125 A CN109347125 A CN 109347125A CN 201811089595 A CN201811089595 A CN 201811089595A CN 109347125 A CN109347125 A CN 109347125A
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李冰玉
刘杰
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Abstract

本发明公开了一种PWM整流器控制方法与装置。涉及电力电子技术领域；能够很好地解决PWM整流器在实际应用中遇到的参数不稳定问题。所述PWM整流器控制方法包括：计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和对应延迟信号；利用参数辨识模型与所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和对应延迟信号，计算得到变换器侧电压预测值；根据所述变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到用于驱动功率管的驱动脉冲。所述PWM整流器控制装置包括：基本参数计算模块，用于计算基本参数；参数辨识模块，用于利用所述参数辨识模块，计算得到变换器侧电压预测值；驱动功率模块，用于根据变换器侧电压预测值，计算得到驱动脉冲。

Description

一种PWM整流器控制方法与装置
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是指一种PWM整流器控制方法与装置。
背景技术
脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)整流器具有能量双向流动，功率因数可调，电网侧电流正弦和母线电压可调的特点，得到了广泛应用。在实际应用中，PWM整流器会遇到***参数不稳定的问题，***参数不稳定主要是由于***所在环境温度不稳定所导致。***参数变化会造成控制性能下降，具体表现为网侧电流畸变，谐波增大，功率因数降低，严重的可能会导致***不稳定。参数变化对***造成很大影响，特别是对***参数依赖度较高的预测控制算法的影响很大。因此，急需解决PWM整流器在实际应用中遇到的参数不稳定问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提出一种能够辨识出***的准确参数值从而解决***参数不稳定问题的PWM整流器控制方法与装置。
基于上述目的，本发明提供了一种PWM整流器控制方法，包括：
计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号；
利用参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到电感参数，并根据所述电感参数计算得到变换器侧电压预测值；其中，所述参数辨识模型是通过将PWM整流器的复矢量方程结合引入遗忘因子的递推最小二乘法而得到；
根据所述变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到用于驱动功率管的驱动脉冲。
可选的，所述计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号包括：
将所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压从三相表示形式变换到两相静止坐标系下，得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的两相表示形式；
提取所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量，并通过正负序提取法得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的正序分量和负序分量；
计算得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量的延迟信号。
可选的，所述将所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压从三相表示形式变换到两相静止坐标系下，得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的两相表示形式具体为：
根据变换公式将所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压变换到两相静止坐标系下；
所述变换公式为：
其中，eα、eβ表示在静止坐标系上α相和β相的电压信号，ea、eb、ec分别为三相采样电网侧电压；
其中，vα、vβ表示在静止坐标系上α相和β相的电压信号，va、vb、vc分别为三相采样变换器侧电压；
其中，iα、iβ表示在静止坐标系上α相和β相的电流信号，ia、ib、ic分别为三相采样电网侧电。
可选的，所述利用参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到电感参数，并根据所述电感参数计算得到变换器侧电压预测值包括：
利用所述参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到所述电感参数；
根据所述电感参数，使用直接功率控制方法，计算得到所述变换器侧电压预测值。
可选的，所述参数辨识模型的构建方法包括：
归纳得到PWM整流器的复矢量方程在平衡电网与不平衡电网下的统一表示形式；
所述PWM整流器的复矢量方程在平衡电网与不平衡电网下的统一表示形式为：
y(k)＝h(k)θ
其中，y(k)表示输出数据，h(k)表示采样数据，θ为待估计参数；
根据所述PWM整流器的复矢量方程在平衡电网与不平衡电网下的统一表示形式，结合PWM整流器的输入输出离散***模型，得到待估计参数的估计值的最小二乘法表示形式；
所述估计值的最小二乘法表示形式为：
其中，H表示采样数据，Y表示输出数据；
推导得到所述待估计参数的估计值的递推最小二乘法表示形式；
所述待估计参数的估计值的递推最小二乘法表示形式为：
其中，η(k)为增益矩阵，φ(k)为协方差矩阵；
引入遗忘因子，得到所述待估计参数的估计值的引入遗忘因子的递推最小二乘法的表示形式，即参数辨识模型；
其中，η(k)为增益矩阵，φ(k)为协方差矩阵，ρ表示遗忘因子。
可选的，所述利用所述参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到所述电感参数具体为：
根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，利用所述参数辨识模型，求得估计值
所述电感参数可以由求得。
可选的，所述根据所述电感参数，使用直接功率控制方法，计算得到所述变换器侧电压预测值具体为：
使用基于扩展无功功率定义的直接功率控制，经过计算得到变换器侧电压矢量：
其中，表示变换器侧电压；分别表示所述变换器侧电压的α相和β相分量；所有参量右上角标k表示对应参量在k时刻的值；
所述变换器侧电压预测值可以表示为：
其中，表示变换器侧电压预测值；分别表示所述变换器侧电压预测值的α相和β相分量；所有参量右上角标k+1表示对应参量在k+1时刻的值。
可选的，所述根据所述变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到用于驱动功率管的驱动脉冲包括：
根据所述变换器侧电压预测值，利用空间矢量脉宽调制方法，判断所述变换器侧电压预测值的矢量所在扇区，将所述变换器侧电压预测值的矢量分解为一个零矢量与两个非零矢量；
计算得到所述一个零矢量与两个非零矢量的作用时间，从而得到所述用于驱动功率管的驱动脉冲。
可选的，所述计算得到所述一个零矢量与两个非零矢量作用时间具体为：
所述一个零矢量与两个非零矢量作用时间的计算公式为：
其中，Tk表示所述两个非零矢量中k矢量的作用时间，Tk+1表示所述两个非零矢量中k+1矢量的作用时间，T0表示所述零矢量的作用时间，Ts表示PWM整流器的工作时间周期；分别为所述变换器侧电压预测值的α相和β相分量。
本发明还提供一种PWM整流器控制装置，包括：
基本参数计算模块，用于计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号；
参数辨识模块，用于利用参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，辨识得到电感参数，并根据所述电感参数计算得到变换器侧电压预测值；
驱动功率模块，用于根据所述变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到用于驱动功率管的驱动脉冲。
从上面所述可以看出，本发明提供的一种PWM整流器控制方法与装置利用在线参数辨识的方法获得准确的***参数，提高了***对于参数的鲁棒性，能够很好地解决***参数不稳定的问题；同时，相比传统的模型预测控制方案，本发明提供的PWM整流器控制方法与装置在电感参数不匹配时，能够保证电网侧电流正弦并减小有功脉动；相比传统基于递推最小二乘法参数辨识的功率预测控制的应用，本发明提供的PWM整流器控制方法与装置可以在电网不平衡且含有谐波的条件下得到很好地动态性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中PWM整流器控制方法示意图；
图2为本发明实施例中PWM整流器控制方法的控制原理示意图；
图3为本发明实施例中PWM整流器控制方法的计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号的方法示意图；
图4为本发明实施例中PWM整流器控制方法的利用参数辨识模型，通过辨识得到电感参数，并根据电感参数计算得到变换器侧电压预测值的方法示意图；
图5为本发明实施例中PWM整流器控制方法中参数辨识模型的构建方法示意图；
图6为本发明实施例中PWM整流器控制方法的根据变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到驱动脉冲的方法示意图；
图7为空间矢量脉宽调制复平面上最优电压矢量分布示意图；
图8为本发明实施例中PWM整流器控制装置的结构示意图；
图9为本发明实施例中PWM整流器控制方法在理想电网下的实验稳态波形图；
图10为本发明实施例中PWM整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为2mH时的实验启动波形图；
图11为本发明实施例中PWM整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为2mH时的实验启动波形图；
图12为本发明实施例中PWM整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为30mH时的实验启动波形图；
图13为本发明实施例中PWM整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为30mH时的实验启动波形图；
图14为本发明实施例中PWM整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为2mH时的a相电流THD分析图；
图15为本发明实施例中整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为2mH，辨识稳定后a相电流THD分析图；
图16为本发明实施例中整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为30mH时的a相电流THD分析图；
图17为本发明实施例中整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为30mH，辨识稳定后a相电流THD分析图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。
本发明的一个方面，提供了一种PWM整流器控制方法。
如图1、2所示，在本发明提供的一种PWM整流器控制方法的实施例中，所述方法包括：
S101：计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号；
S102：利用参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，辨识得到电感参数，并根据所述电感参数计算得到变换器侧电压预测值；其中，所述参数辨识模型是通过将PWM整流器的复矢量方程结合引入遗忘因子的递推最小二乘法而得到；
S103：根据所述变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到用于驱动功率管的驱动脉冲。
如图3所示，在本发明提供的一种PWM整流器控制方法的实施例中，所述计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号包括：
S301：将所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压从三相表示形式变换到两相静止坐标系下，得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的两相表示形式；
S302：提取所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量，分别为ef,if和vf，并通过正负序提取法得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的正序分量和负序分量,分别为ef +，ef -和if +，if -以及vf +，vf -；
S303：计算得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波信号的延迟信号，分别为ef′,if′和vf′。
在本发明提供的一种PWM整流器控制方法的实施例中，所述将所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压从三相表示形式变换到两相静止坐标系下，得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的两相表示形式具体为：
根据变换公式将所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压变换到两相静止坐标系下；
所述变换公式为：
其中，eα、eβ表示在静止坐标系上α相和β相的电压信号，ea、eb、ec分别为三相采样电网侧电压；
其中，vα、vβ表示在静止坐标系上α相和β相的电压信号，va、vb、vc分别为三相采样变换器侧电压；
其中，iα、iβ表示在静止坐标系上α相和β相的电流信号，ia、ib、ic分别为三相采样电网侧电。
在本发明提供的一种PWM整流器控制方法的实施例中，所述计算得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波信号的延迟信号具体为：
ef′＝-jef ++jef -
电网侧电压的基波信号的延迟信号ef′为当前信号延迟四分之一周期得到；
if′＝-jif ++jif -
电网侧电流的基波信号的延迟信号if′为当前信号延迟四分之一周期得到；
vf′＝-jvf ++jvf -
变换器侧电压的基波信号的延迟信号vf′为当前信号延迟四分之一周期得到。
如图4所示，在本发明提供的一种PWM整流器控制方法的实施例中，所述利用参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述及波信号的延迟信号，通过辨识得到电感参数，并根据所述电感参数计算得到变换器侧电压预测值包括：
S401：利用所述参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到所述电感参数；
S402：根据所述电感参数，使用直接功率控制方法，计算得到所述变换器侧电压预测值。
如图5所示，在本发明提供的一种PWM整流器控制方法的实施例中，所述参数辨识模型的构建方法包括：
S501：归纳得到PWM整流器的复矢量方程在平衡电网与不平衡电网下的统一表示形式；
所述PWM整流器的复矢量方程为：
在平衡电网条件下有
于是，在平衡电网条件下，所述PWM整流器的复矢量方程可以表示为：
将记为y(k)，表示输出数据；将记为h(k)，表示采样数据；将记为θ，表示待估计参数；
即在平衡电网条件下，所述PWM整流器的复矢量方程可以表示为：
y(k)＝h(k)θ
在不平衡电网条件下有
于是，在不平衡电网条件下，所述PWM整流器的复矢量方程可以表示为：
将记为y(k)，表示输出数据；将记为h(k)，表示采样数据；将记为θ，表示待估计参数；
即在不平衡电网条件下，所述PWM整流器的复矢量方程可以表示为：
y(k)＝h(k)θ
由此，所述PWM整流器的复矢量方程在平衡电网与不平衡电网下的统一表示形式为：
y(k)＝h(k)θ
其中，y(k)表示输出数据，h(k)表示采样数据，θ为待估计参数；
S502：根据所述PWM整流器的复矢量方程在平衡电网与不平衡电网下的统一表示形式，结合PWM整流器的输入输出离散***模型，得到待估计参数的估计值的最小二乘法表示形式；
所述PWM整流器的输入输出离散***模型分为单输入单输出离散***模型和多输入输出离散***模型；
所述单输入单输出离散***模型为：
y(k)+a1y(k-1)+···+any(k-na)
＝b1u(k-1)+b2u(k-2)+···+bnu(k-nb)+e(k)
其中，y(k)表示***的输出量，u(k)表示***的输入量，a1,a2,…,an和b1,b2,…,bn为***参数，na，nb满足na+nb＝n,n为***阶次；e(k)表示包括实际干扰、测量误差和采样误差在内的***误差；
则有
单输入单输出条件下，离散***的最小二乘形式为：
y(k)＝h(k)Tθ+e(k)
多输入输出条件下，离散***的最小二乘形式为：
Y＝HTθ+E
其中，
定义准则函数
可知，所述待估计参数的估计值可以通过使所述准则函数J(θ)极小化得出，即对所述准则函数J(θ)求一阶偏导数得出；
所述待估计参数的估计值的最小二乘法表示形式为：
其中，H表示采样数据，Y表示输出数据；
S503：推导得到所述待估计参数的估计值的递推最小二乘法表示形式；
k时刻所述估计值表示为：
其中，各参量右下角标k表示对应k时刻的值， (Hk THk)-1为协方差矩阵，记为φ(k)；
所述协方差矩阵具体为:
可得到
φ-1(k)＝φ-1(k-1)+h(k)hT(k)
于是,k-1时刻所述估计值可以表示为:
可得到
由此，k时刻所述估计值可以表示为：
其中，η(k)＝φ(k)h(k)为增益矩阵；
又由φ-1(k)的值的表达式φ-1(k)＝φ-1(k-1)+h(k)hT(k)得到
所述增益矩阵η(k)可以表示为：
得到
φ(k)＝[1-η(k)hT(k)]φ(k-1)
整理可得所述待估计参数的估计值的递推最小二乘法表示形式为：
其中，η(k)为增益矩阵，φ(k)为协方差矩阵；
S504：引入遗忘因子，得到所述待估计参数的估计值的引入遗忘因子的递推最小二乘法的表示形式，即参数辨识模型；
定义新的协方差矩阵：
φ-1(k)＝ρφ-1(k-1)+h(k)hT(k)
其中，ρ(0<ρ≤1)为遗忘因子；
可以推导整理得到所述待估计参数的估计值的引入遗忘因子的递推最小二乘法的表示形式：
其中，η(k)为增益矩阵，φ(k)为协方差矩阵，ρ为遗忘因子；
以上所述待估计参数的估计值的引入遗忘因子的递推最小二乘法的表示形式即为所述参数辨识模型。
在本发明提供的一种PWM整流器控制方法的实施例中，所述利用所述参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到所述电感参数具体为：
根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，利用所述参数辨识模型，求得估计值
所述电感参数可以由求得。
在本发明体用的一种PWM整流器控制方法的实施例中，所述根据所述电感参数，使用直接功率控制方法，计算得到所述变换器侧电压预测值具体为：
使用基于扩展无功功率定义的直接功率控制方法，在所述基于扩展无功功率定义的直接功率控制方法中，定义***的无功功率为：
其中，表示复数的点乘运算，
电网侧电压以及电网侧电压的延迟信号的微分为：
其中，e表示电网侧电压，e′表示电网侧电压的延迟信号；
相应的电网侧电流的微分为：
其中，i表示电网侧电流，v表示变换器侧电压；
有功功率的微分和扩展无功功率的微分分别为：
其中，p为有功功率，qnov为无功功率；
根据功率无差拍理论可以得到：
经过计算可以得到变换器侧电压参考矢量为:
其中，表示变换器侧电压；分别表示所述变换器侧电压的α轴和β轴分量； 表示叉乘运算；所有参量右上角标k表示对应参量在k时刻的值；
下一时刻的电网侧电流可以表示为：
下一时刻的电网侧电压可以表达为
其中，Ts表示PWM整流器的工作时间周期；
则下一时刻的有功功率为：
下一时刻扩展无功功率为：
其中，tsc为一个控制周期的时间；
所述变换器侧电压的预测值为：
其中，表示变换器侧电压预测值；分别表示所述变换器侧电压预测值的α相和β相分量；所有参量右上角标k+1表示对应参量在k+1时刻的值。
如图6所示，在本发明提供的一种PWM整流器控制方法的实施例中，所述根据所述变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到用于驱动功率管的驱动脉冲包括：
S601：如图7所示，根据所述变换器侧电压预测值，利用空间矢量脉宽调制方法，判断所述变换器侧电压预测值的矢量所在扇区，将所述变换器侧电压预测值的矢量分解为一个零矢量与两个非零矢量；
S602：计算得到所述一个零矢量与两个非零矢量的作用时间，从而得到所述用于驱动功率管的驱动脉冲。
在本发明提供的一种PWM整流器控制方法的实施例中，所述计算得到所述一个零矢量与两个非零矢量的作用时间具体为：
其中，Tk表示所述两个非零矢量中k矢量的作用时间，Tk+1表示所述两个非零矢量中k+1矢量的作用时间，T0表示所述零矢量的作用时间，Ts表示PWM整流器的工作时间周期；分别为所述变换器侧电压预测值的α相和β相分量。
在另一个方面，本发明还提供一种PWM整流器控制装置。
如图8所示，在本发明提供的一种PWM整流器控制装置的实施例中，所述装置包括：
基本参数计算模块801，计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号；
参数辨识模块802，利用参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到电感参数，并根据所述电感参数计算得到变换器侧电压预测值；
驱动功率模块803，根据所述变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到用于驱动功率管的驱动脉冲。
上述实施例的装置用于实现前述实施例中相应的方法，并且具有相应的方法实施例的有益效果，在此不再赘述。
如图9、10、11、12、13所示，图9为本发明实施例中PWM整流器控制方法在理想电网下的实验稳态波形图；图10、11为本发明实施例中PWM整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电压为2mH时的实验启动波形图；图12、13为本发明实施例中PWM整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电压为30mH时的实验启动波形图。通过观察波形可以看出在上述三种情况下，本发明提供的PWM整流器控制方法均能够使电感辨识值快速稳定，且可以在电感辨识值稳定后使母线电压稳定在参考值，保证三相电流正弦，有功和无功功率只有微小波动。
如图14、15、16、17所示，图14为本发明实施例中PWM整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为2mH时的a相电流THD分析图，其中a相电流THD为3.019％；图15为本发明实施例中PWM整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为2mH，辨识稳定后a相电流THD分析图，其中a相电流THD为2.1998％；图16为本发明实施例中整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为30mH时的a相电流THD分析图，其中a相电流THD为7.4956％；图17为本发明实施例中整流器控制方法在畸变电网(a相电压跌落50％，-5次谐波含量10％，7次谐波含量10％)下初始电感为30mH，辨识稳定后a相电流THD分析图，其中辨识稳定后a相电流THD为2.3814％。可以看出利用本发明提出的PWM整流器控制方法，可以使点电流畸变率降低，使用功功率、无功功率的波动减小，从而实现***的强鲁棒性。
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。
另外，为简化说明和讨论，并且为了不会使本发明难以理解，在所提供的附图中可以示出或可以不示出与集成电路(IC)芯片和其它部件的公知的电源/接地连接。此外，可以以框图的形式示出装置，以便避免使本发明难以理解，并且这也考虑了以下事实，即关于这些框图装置的实施方式的细节是高度取决于将要实施本发明的平台的(即，这些细节应当完全处于本领域技术人员的理解范围内)。在阐述了具体细节(例如，电路)以描述本发明的示例性实施例的情况下，对本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下或者这些具体细节有变化的情况下实施本发明。因此，这些描述应被认为是说明性的而不是限制性的。
尽管已经结合了本发明的具体实施例对本发明进行了描述，但是根据前面的描述，这些实施例的很多替换、修改和变型对本领域普通技术人员来说将是显而易见的。例如，其它存储器架构(例如，动态RAM(DRAM))可以使用所讨论的实施例。
本发明的实施例旨在涵盖落入所附权利要求的宽泛范围之内的所有这样的替换、修改和变型。因此，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种PWM整流器控制方法，其特征在于，包括：
计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和和所述基波分量的延迟信号；
利用参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到电感参数，并根据所述电感参数计算得到变换器侧电压预测值；其中，所述参数辨识模型是通过将PWM整流器的复矢量方程结合引入遗忘因子的递推最小二乘法而得到；
根据所述变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到用于驱动功率管的驱动脉冲。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号包括：
将所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压从三相表示形式变换到两相静止坐标系下，得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的两相表示形式；
提取所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量，并通过正负序提取法得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的正序分量和负序分量；
计算得到所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量的延迟信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到电感参数，并根据所述电感参数计算得到变换器侧电压预测值包括：
利用所述参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到所述电感参数；
根据所述电感参数，使用直接功率控制方法，计算得到所述变换器侧电压预测值。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述参数辨识模型的构建方法包括：
归纳得到PWM整流器的复矢量方程在平衡电网与不平衡电网下的统一表示形式；
所述PWM整流器的复矢量方程在平衡电网与不平衡电网下的统一表示形式为：
y(k)＝h(k)θ
其中，y(k)表示输出数据，h(k)表示采样数据，θ为待估计参数；
根据所述PWM整流器的复矢量方程在平衡电网与不平衡电网下的统一表示形式，结合PWM整流器的输入输出离散***模型，得到待估计参数的估计值的最小二乘法表示形式；
所述估计值的最小二乘法表示形式为：
其中，H表示采样数据，Y表示输出数据；
推导得到所述待估计参数的估计值的递推最小二乘法表示形式；
所述待估计参数的估计值的递推最小二乘法表示形式为：
其中，η(k)为增益矩阵，φ(k)为协方差矩阵；
引入遗忘因子，得到所述待估计参数的估计值的引入遗忘因子的递推最小二乘法的表示形式，即参数辨识模型；
其中，η(k)为增益矩阵，φ(k)为协方差矩阵，ρ表示遗忘因子。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到用于驱动功率管的驱动脉冲包括：
根据所述变换器侧电压预测值，利用空间矢量脉宽调制方法，判断所述变换器侧电压预测值的矢量所在扇区，将所述变换器侧电压预测值的矢量分解为三个基本矢量；
计算得到所述三个基本矢量作用时间，从而得到所述用于驱动功率管的驱动脉冲。
6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述利用所述参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，通过辨识得到所述电感参数具体为：
根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，利用所述参数辨识模型，求得估计值
所述电感参数可以由求得。
7.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述电感参数，使用直接功率控制方法，计算得到所述变换器侧电压预测值具体为：
使用基于扩展无功功率定义的直接功率控制，经过计算得到变换器侧电压矢量：
其中，表示变换器侧电压；分别表示所述变换器侧电压的α相和β相分量；所有参量右上角标k表示对应参量在k时刻的值；
所述变换器侧电压预测值可以表示为：
其中，表示变换器侧电压预测值；分别表示所述变换器侧电压预测值的α相和β相分量；所有参量右上角标k+1表示对应参量在k+1时刻的值。
8.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述计算得到所述三个基本矢量作用时间具体为：
所述三个基本矢量作用时间的计算公式为：
其中，Tk表示所述三个基本矢量中k矢量的作用时间，Tk+1表示所述三个基本矢量中k+1矢量的作用时间，T0表示所述三个基本矢量中零矢量的作用时间，Ts表示PWM整流器的工作时间周期；分别为所述变换器侧电压预测值的α相和β相分量。
9.一种PWM整流器控制装置，其特征在于，包括：
基本参数计算模块，用于计算电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号；
参数辨识模块，用于利用参数辨识模型，根据所述电网侧电压、电网侧电流以及变换器侧电压的基波分量和所述基波分量的延迟信号，辨识得到电感参数，并根据所述电感参数计算得到变换器侧电压预测值；其中，所述参数辨识模型是通过将PWM整流器的复矢量方程结合引入遗忘因子的递推最小二乘法而得到；
驱动功率模块，用于根据所述变换器侧电压预测值，通过空间矢量脉宽调制方法，得到用于驱动功率管的驱动脉冲。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109742834A (zh) * 2019-02-26 2019-05-10 天津大学 一种电感分离式一体化车载充电拓扑及电感参数辨识方法

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102593851A (zh) * 2012-02-10 2012-07-18 北方工业大学 基于功率指令补偿的不平衡电网电压下pwm整流器控制方法
CN102684465A (zh) * 2012-04-28 2012-09-19 北方工业大学 基于电流指令生成的电网不平衡时pwm整流器控制方法
CN102694394A (zh) * 2012-04-28 2012-09-26 北方工业大学 电网不平衡时风力发电机网侧变流器电流控制方法和***
CN104377725A (zh) * 2014-11-13 2015-02-25 南京工程学院 一种无锁相环三相变流器直接功率预测控制方法
CN106803683A (zh) * 2017-03-15 2017-06-06 郑州轻工业学院 一种双向交直流变换器模型预测电流控制方法
US20170163041A1 (en) * 2015-11-02 2017-06-08 Shaolin Li Method and Apparatus for Generating Multi-Phase AC Power from DC Power Source
CN106849733A (zh) * 2017-03-15 2017-06-13 郑州轻工业学院 电网不平衡下双向ac/dc变换器故障容错模型预测控制方法
CN107317490A (zh) * 2017-07-03 2017-11-03 三峡大学 一种基于三相Vienna整流器的无差拍预测直接功率控制方法
CN107425775A (zh) * 2017-07-04 2017-12-01 武汉理工大学 一种基于改进最小二乘法的永磁同步电机参数辨识***
CN108321812A (zh) * 2018-01-08 2018-07-24 东南大学 一种基于模糊pi控制的预测直接功率控制方法

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102593851A (zh) * 2012-02-10 2012-07-18 北方工业大学 基于功率指令补偿的不平衡电网电压下pwm整流器控制方法
CN102684465A (zh) * 2012-04-28 2012-09-19 北方工业大学 基于电流指令生成的电网不平衡时pwm整流器控制方法
CN102694394A (zh) * 2012-04-28 2012-09-26 北方工业大学 电网不平衡时风力发电机网侧变流器电流控制方法和***
CN104377725A (zh) * 2014-11-13 2015-02-25 南京工程学院 一种无锁相环三相变流器直接功率预测控制方法
US20170163041A1 (en) * 2015-11-02 2017-06-08 Shaolin Li Method and Apparatus for Generating Multi-Phase AC Power from DC Power Source
CN106803683A (zh) * 2017-03-15 2017-06-06 郑州轻工业学院 一种双向交直流变换器模型预测电流控制方法
CN106849733A (zh) * 2017-03-15 2017-06-13 郑州轻工业学院 电网不平衡下双向ac/dc变换器故障容错模型预测控制方法
CN107317490A (zh) * 2017-07-03 2017-11-03 三峡大学 一种基于三相Vienna整流器的无差拍预测直接功率控制方法
CN107425775A (zh) * 2017-07-04 2017-12-01 武汉理工大学 一种基于改进最小二乘法的永磁同步电机参数辨识***
CN108321812A (zh) * 2018-01-08 2018-07-24 东南大学 一种基于模糊pi控制的预测直接功率控制方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
YONGCHANG ZHANG ET A: "Direct Power Control of a Pulse Width Modulation Rectifier Using Space Vector Modulation Under Unbalanced Grid Voltages", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *
张永昌等: "带参数辨识功能的三电平变换器高效模型预测控制方法", 《电气工程学报》 *
袁伟杰: "三相PWM整流器的自适应无差拍控制算法研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库工程科技II辑》 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109742834A (zh) * 2019-02-26 2019-05-10 天津大学 一种电感分离式一体化车载充电拓扑及电感参数辨识方法
CN109742834B (zh) * 2019-02-26 2022-06-10 天津大学 一种电感分离式一体化车载充电拓扑及电感参数辨识方法

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