CN108306295A

CN108306295A - 自适应比例谐振控制有源电力滤波器

Info

Publication number: CN108306295A
Application number: CN201810230545.XA
Authority: CN
Inventors: 高晗璎; 王艳龙; 张文智; 胡增山
Original assignee: Harbin University of Science and Technology
Current assignee: Harbin University of Science and Technology
Priority date: 2018-03-20
Filing date: 2018-03-20
Publication date: 2018-07-20

Abstract

自适应比例谐振控制有源电力滤波器，涉及一种有源电力滤波器。是为了解决目前APF控制采用PI控制导致的不能有效的跟踪周期变化的正弦量，进而导致不能达到很好的电流补偿效果的问题。在本发明分析了比例谐振PR(proportional resonant)控制与准PR控制策略的优缺点的基础上，将模糊控制算法和准PR算法结合，提出一种基于模糊控制的自适应整定准PR控制器参数的方法，解决了准PR控制参数整定困难的问题。本发明的APF控制***能够适用于不同谐波背景条件下的用电用户。

Description

自适应比例谐振控制有源电力滤波器

技术领域

本发明涉及一种有源电力滤波器。

背景技术

近年来，随着电力电子技术的发展，大量电力电子装置应用于电力***中，由于其本身的非线性，大多数电力电子设备功率因数低，加之电力***中还存在的大量的低功率因数，冲击性负载，它们的存在降低了电能的利用率，严重影响了电能质量。因此，有效地抑制***谐波以及补偿***的无功功率便成了解决这一问题的关键技术之一，有源电力滤波器便这样应运而生了。

目前，在传统的APF(ActivePowerFilter，有源电力滤波器)控制领域中，主要是以PI控制为主，但是PI控制由于不能有效地跟踪周期变化的正弦量，并不能达到很好的电流补偿效果。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的在于提供一种自适应比例谐振控制有源电力滤波器。

本发明是为了解决目前APF控制采用PI控制导致的不能有效地跟踪周期变化的正弦量，进而导致不能达到很好的电流补偿效果的问题从而提供一种自适应比例谐振控制有源电力滤波器。

自适应比例谐振控制有源电力滤波器，它包括主控电路、主功率电路、驱动电路；

主功率电路接入三相交流电源；主功率电路为三相电压型PWM变流器，主功率电路的驱动信号输入端连接驱动电路的驱动信号输出端；所述三相电压型PWM变流器用于输出三相补偿电流；还包括检测电路、采样信号处理电路、FFT电路、模糊控制器Fuzzy、锁相环和PR控制器；

检测电路用于检测三相负载电流和三相电压型PWM变流器输出的三相补偿电流；采样信号处理电路三相电压型PWM变流器输出的三相补偿电流进行采样后分成两路，所述两路分别经锁相环处理后送入PR控制器和进行FFT处理后送入模糊控制器Fuzzy；所述模糊控制器Fuzzy的控制信号输出端与PR控制器的模糊控制信号输入端连接；PR控制器的控制信号输出端与驱动电路的控制信号输入端连接。

所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，驱动电路包括芯片A316J、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、双向稳压管D6、一号晶体管C_IGBT、二号晶体管G_IGBT、晶体管S_IGBT；芯片A316J的1脚连接电阻R1的一端，所述电阻R1的另一端为PWM信号端；芯片A316J的2脚接地；芯片A316J的2脚接地；芯片A316J的3脚接+5V电源；芯片A316J的4脚接地；芯片A316J的5脚连接电阻R2的一端，所述电阻R2的另一端为RESET信号端；芯片A316J的6脚连接电阻R7的一端，所述电阻R7的另一端接+5V电源；芯片A316J的6脚同时作为OC信号端；芯片A316J的8脚连接芯片A316J的4脚并接地；芯片A316J的9脚同时连接连接芯片A316J的10脚和16脚后连接接晶体管S_IGBT的一端，晶体管S_IGBT的一端同时连接双向稳压管的另一端和电阻R3的另一端；芯片A316J的11脚连接电阻R6的一端，所述电阻R6的另一端同时连接双向稳压管的一端和电阻R3的一端和二号晶体管G_IGBT的一端；芯片A316J的12脚连接电阻R4的一端，所述电阻R4的另一端同时连接芯片A316J的13脚和+15V电源；芯片A316J的14脚连接电阻R5的一端，所述电阻R5的另一端连接二极管D4的阳极、所述二极管D4的阴极连接二极管D5的阳极，所述二极管D5的阴极连接一号晶体管C_IGBT的一端。

所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，PR控制器采用的控制策略为：利用FFT得到的相应次谐波电流幅值与该谐波电流导数作为模糊控制器的输入，通过量化因子对输入幅值进行相应缩放，使之处于相应论域的作用范围之内；通过建立模糊推理，得到PR控制器的谐振增益系数的值，并实时作用于PR控制器以实现有源电力滤波器的PR控制。

所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，主控电路采用的控制策略为：以实际电力滤波器的电流作为反馈，与给定电流信号的差作为并联型PR控制器的输入，在稳定直流母线电压的同时，消除相应谐振频率次的谐波。

所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，主控电路采用的控制策略为：利用ip-iq法分离负载电流中的基波与谐波、无功成分，得到了无功与谐波电流的分量，作为补偿电流给定值；将直流电压PI控制得到的输出值叠加到补偿电流给定值之上，得到了控制器电流内环的给定值。

所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，将电流模拟信号在DSP处理下离散化，经过模数转换成数字量，经过FFT变换获取各次谐波分量的频域分量，可得到负载电流中的各次谐波电流。

所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，以实际电力滤波器的电流作为反馈，与给定电流信号的差作为并联型PR控制器的输入，在稳定直流母线电压的同时，消除相应谐振频率次的谐波。

有益效果：

本发明在传统APF电流内环PI控制的基础上进行了改进，增加了PR控制器与PR控制器参数自适应模糊控制算法，利用FFT快速傅里叶变换，得到电网电流各次谐波的频谱，将所得到的各次谐波，利用模糊控制器在线实时整定相应次谐波PR控制器的参数。

具有以下优点：

1、采用比例谐振控制，解决了PI控制不能跟踪周期变化信号的缺陷，使得输出电流波形更加趋近于给定电流。

2、采用FFT快速傅里叶变换实时地处理***电流，得到该电流谐波频谱。

3、采用模糊控制算法，利用模糊集合原理与相应的模糊控制规则，***可自适应地整定PR控制器参数，使得APF具有较强的自适应能力。

4、采用软件同步锁相环，增加了***对抗电网电压谐波干扰的能力，使控制***具有较强的适应能力。

附图说明

图1是本发明的主电路结构图。

图2是ip-iq检测法原理图。

图3是引入直流侧电压控制的电流检测原理图。

图4是PR控制器频率响应示意图。

图5是并联PR控制的电流内环控制框图。

图6是模糊准PR控制器流程图。

图7是隶属度函数。

图8是PLL电网电压锁相矢量关系图。

图9是SRF-PLL原理图。

图10是驱动电路结构图。

图11是电流信号采样及调理电路结构图。

图12是电网电压采样电路结构图。

图13是直流电压检测电路结构图。

图14是主程序流程图。

图15是中断子程序的流程图。

图16是负载侧A相电流波形示意图。

图17是电网侧A相电流波形示意图。

图18是非线性负载侧电流波形示意图。

图19是APF处理后网侧电流波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明具体实施方式作进一步详细描述。

结合图1至图19说明本具体实施方式，本发明的目的是提供一种应用场合广、安全、稳定的无功补偿装置，优点是能够自适应地调节***电流控制内环的PR控制器参数，省去了人工针对不同的用电场合进行***调参的操作步骤。其结构为三相电压型逆变器，可广泛适用于低压的场合，通过跟踪电压矢量角度的锁相环，可以在三相电压含有谐波成分时正常使用。基于自适应比例谐振控制的APF能够实现无功功率、谐波的综合补偿。此外，***还具有过压、欠压、过温保护功能，确保了***安全、可靠运行。

(1)有源电力滤波器抑制谐波的工作原理

本发明“自适应比例谐振控制有源电力滤波器”工作原理可以做如下表述：它测得补偿目标中的谐波和基波无功，由补偿电路生成一个与检测出的谐波和基波无功电流大小相等、极性相反的补偿电流，从而实现了网侧只含有基波分量的目的。根据图1所示的三相三线制并联型APF的结构图，主电路为三相电压型PWM变流器。图中e为电网电压，i_sa、i_sb、i_sc为三相电源电流，i_La、i_Lb、i_Lc为负载侧的三相电流，i_ca、i_cb、i_cc为主电路PWM变流器输出的三相补偿电流。

非线性负载为谐波源产生谐波并消耗无功功率。通过图1可以看出：

i_s＝i_L+i_c (1)

式中：i_s为电网电流；i_L为负载电流；i_c为补偿电流。设负载电流中的基波分量为i_Lf，谐波和无功分量为i_Lh，即：

i_L＝i_Lf+i_Lh (2)

取i_Lh的相反数作为补偿电流i_c的指令信号则由主电路PWM变流器产生的i_c即与i_Lh大小相等、极性相反，即：

i_c＝-i_Lh (3)

由式(1)、(2)、(3)可得：

i_s＝i_Lf (4)

容易发现，补偿后电网电流is中仅含有基波电流成分i_Lf。

(2)谐波提取原理

由上文得知：分离出i_L为负载电流中的谐波和无功分量i_Lh是实现补偿功能的一个关键因素。可通过基于瞬时无功功率理论的检测方法来实现。主要是将负载电流经过两次坐标变换后成为直流分量，再经过低通滤波后，得到的其它分量都是谐波分量。将这些谐波分量提取出来即可以得到负载中的无功与谐波分量。在电网中，通常三相电压是不对称且有畸变的，因而对p-q检测法进行了改造，提出了i_p-i_q检测法。该方法首先需要计算出i_p、i_q，根据功率的定义，可得：

对上式进行变形，等式左右两边同时除以e，有：

由于根据e合成矢量的分量与e的关系，得：

其中：

此法需要与A相电压e_a同相位的正弦信号sinωt和对应的余弦信号-cosωt参与计算，它们可通过软件锁相环查表的方式取得。

将式(7)算出的i_p、i_q经过低通滤波器后，得到i_p、i_q中的直流分量再经过反变换得到三相基波电流成分i_af、i_bf、i_cf。

用三相电流i_a、i_b、i_c减去相应的三相基波成分i_af、i_bf、i_cf，即可得到三相电流的谐波成分i_ah、i_bh、i_ch。图2所示为i_p-i_q检测法原理图，其中C₂₃＝C₃₂ ^T。当APF用于同时补偿谐波与无功时，只需切断计算i_q的通道即可。

由于i_p-i_q检测法只需要知道A相电压的频率(周期)和三相电路电流瞬时值，不需要知道电网电压的幅值，而且正余弦信号可采用内部参考的方式获得，因而不受电网电压信号畸变或不对称的影响，保证了检测结果的准确性。

对于不对称的三相电压而言，其中含有负序分量和零序分量，因为正余弦信号由A相电压确定，即正弦信号sinωt的期望值与e_a的正序分量相位相同。而当三相电压不对称时，测得的真实的正弦信号与希望的正弦信号间存在相位差。这个相位差不影响检测结果最终的正确性。

(3)直流侧电压控制

要使并联型APF有较好的补偿特性，PWM变流器直流侧电容电压须保持恒定。对直流侧电压的控制可以采用适当控制主电路的方法来实现，图3所示为引入直流侧电压控制的电流检测原理图。将直流侧电压的指令值与实际值进行PI调节，可得出补偿直流侧电压的有功电流指令信号Δi_p，将其叠加到有功电流的基波上，则在APF的补偿电流中含有一定的基波有功电流，使APF的交流侧与直流侧有能量的交换，完成对直流侧电压的补偿。

(4)电流内环控制

PI控制器只能对直流量可以实现无静差控制,对于交流量不能实现无静差控制，故在此引入了PR控制器，它的一般表达式可记为：

式中，ω_n为PR控制器的谐振频率，它可以是正负整数或者是小数，K_p、K_in分别定义为PR控制器的比例、谐振系数。对于直流分量无静差的PI控制器来说，其等效谐振点为0Hz，因此对直流分量可以有足够大的增益。PR控制器对输入信号的作用可看成把PI控制器的0Hz等效谐振点在频率轴上向右同步的移动ω_n角频率，进而形成了一个具有谐振点的交流控制器，如图4所示，它在ω_n处增益为正无穷，在谐振频率处的增益大小由参数K_in控制，其值越大，PR在谐振角频率处增益越大。而在±ω_n以外的其他角频率处增益迅速衰减，其带宽非常窄，只能保证在谐振角频率±ω_n处具有较好的控制特性。

PR控制器是一种理想情况下的控制器，为了使仿真结果与实际数字控制***尽可能接近，就需要考虑数字控制***中存在的舍入误差和截断误差，此时在复频域下的积分器需要用一阶低通滤波器替代，PR控制器的表达式(10)需要相应的修改为：

式(10)表示的控制器被称作准PR控制器，由于ω_c远小于ω_n，其表达式可简化为：

在式(10)和(11)中，K_p、K_in分别为准PR控制器的比例、谐振系数，ω_c是等效低通滤波器截止频率。

对于产生谐波的负载，必须对各次谐波进行补偿。根据PR控制的特点与控制规律，需要针对不同次数的谐波进行PR控制的并联，例如，整流负载中谐波的成分主要为5、7、11...等奇数次谐波，一般工程中主要对20次以下的谐波进行补偿。这就需要这些次谐波的PR控制器的并联，分别对其进行各个次谐波的无静差跟踪，然后做和输出到下一个控制环节。并联PR控制环节如图5所示。

其中ω₅、ω₇和ω₉分别为5、7、9次基波的角频率；这里需要指出的是，并联的环节的个数需要根据补偿的谐波次数而定，既根据负载的情况可以确定。不仅仅限于图中的这三种谐波次数。

(5)PR参数自适应模糊控制器

本发明利用模糊控制方式调节PR控制器的参数k_r，设计一个模糊准PR控制器，以达到更好的同步效果。模糊准PR控制器流程图如图6所示。输入量是负载电流经过FFT分解之后的各次谐波电流的幅值i_lhn及其导数，经模糊化变成模糊量，进入模糊控制算法模块经过模糊规则推理，输出模糊量U，之后通过模糊判决(解模糊)化成清晰量k_r，最后作用于被控过程。传至准PR控制器再与初始值累加作为控制参数。

调节k_r可以影响***动态响应，k_r越大调节速度越快，但超调量会增大。由于误差越接近0，对调控要求越精准，所以本文采用非均匀隶属度函数如图7所示。模糊集合都是通过隶属函数的描述来得到的，所以定义一个模糊集合实际上就是确定模糊集合隶属函数曲线的形状。隶属函数曲线的形状较尖时，表明分辨率较高，巧制灵敏度也相应较高；曲线形状较缓合时，表明分辨率较低，控制特性也相应较平缓，具有比较好的***稳定性。

根据经验i_lhn和i_lhn的导数的模糊语言变量取7个模糊值NB(负大)，NM(负中)，NS(负小)，Z(零)，PS(正小)，PM(正中)，PB(正大)，这些叫做i_lhn和i_lhn的导数的论域，论域指的是所讨论事物所涉及到的全体。

规则库是根据控制目的和策略给出的一套基于语言变量描述的并由专家或者自学习的方式产生的控制规则的集合。k_r的模糊控制规则如表1所示。

当i_lhn较大时，取较大的k_r。此时谐振增益加大，可以加快***的响应速度并防止谐波电流过大。同理当i_lhn的导数较大时，输出较大的k_r，增大输出该次谐波电流输出。当平稳运行时，输出预设好的适中的值。

k_r的量化因子取0.1，该量化因子使输入量的变化到相应的论域的范围之内。

表1 k_r模糊控制规则

(5)锁相环设计

本发明数字锁相环对电网电压锁相过程的矢量图如图8所示。U_PLL、U分别代表PLL跟踪到的电压矢量和实际电网电压矢量，θ为电压矢量U_PLL的相角，为电压矢量U的相角，为两电压矢量间的相位差。使用PLL进行锁相，稳态时PLL获得的电压矢量U_PLL与电网实际电压矢量U重合，则有其相位差

当相位差足够小时，它可表示为

由图8，可得

式(13)中，U_α、U_β为标幺值；电网电压矢量可由下式(14)表述的旋转坐标变换从αβ轴系变换到同步旋转dq坐标系，即

由式(14)，可得

U_q＝U_βcosθ-U_αsinθ (15)

由式(13)和式(15)可得：

由式(16)可知，PLL求得的电压矢量U_PLL和电网电压矢量U的相位差可用U_PLL的q轴电压分量来表示。图9给出了传统的基于同步速参考坐标系的软件锁相环(SRF-PLL)的原理图。

本发明“自适应比例谐振控制有源电力滤波器”主要有硬件、软件具有稳定实用，易于实现的特点。

硬件部分主要以下几个部分构成，包括主控电路、主功率电路、驱动电路、信号检测处理电路。

对于如图1所示的主功率电路，在工程实际中计算电感的公式为：

这是一个工程中常用的经验公式，为补偿电流的幅值。λ是谐波畸变率的相关系数，一般取0.3-0.4。f_PWM为***开关频率。

电容值决定于直流侧需要缓冲储存的能量大小。负载和APF在一个周期中可交换能量最大值为：

电容值则可使用下式求得：

其中δ为直流电压U_dc的波动率。

并联型APF的直流侧电压出现波动的原因有：PWM变流器与电网间进行大容量的无功功率交换、电网电压发生闪变、PWM变流器的开关损耗导致直流侧电压下降。其中PWM变流器与电网间的无功交换是主要原因。为了直流侧电压的稳定，可以增大电容值；但是大电容的体积大、成本高。两者综合考虑。

主控电路电路包括DSP最小***，I/O口输入滤波限幅电路，电源电路，PWM信号处理电路。DSP最小***作为APF控制核心，I/O口输入滤波限幅电路作为信号检测处理电路的接口，电源电路负责各模块供电，PWM信号处理电路连接驱动电路。

如图10所示为IGBT驱动电路。为了保证良好的隔离效果，避免短路故障；提供足够的栅极充、放电电流，满足栅-射极电压能够迅速达到稳定的正、反偏状态，缩短器件在非饱和区的停留时间，减少开关损耗。选用了美国安捷伦公司推出的型号为A316J驱动光耦。通过14脚和16脚***电路与所驱动的IGBT的集电极和发射极形成闭合回路，检测集射压降，当大于7V时就会发出门集报警信号反馈给CPU，使其停机，对IGBT提供最为快速有效的过流保护；若故障解除，CPU发出复位信号送至5脚(低电平有效)，A316J便解除脉冲封锁，进入正常工作状态。

图11为信号检测处理电路得到供给DSP采样的***电流、电压模拟信号。信号检测处理电路输出口与主控电路的I/O口输入滤波限幅电路相连接。在图5-1所示的电路结构框图中，电流霍尔元件用来检测三相负载电流和APF输出的三相补偿电流。电压霍尔元件负责检测主电路直流侧电压。信号调理电路负责将检测到的信号进行合理的调整，以满足DSP控制电路的电压电流要求。DSP控制电流经过计算产生的PWM信号经过驱动电路控制主电路PWM变流器产生电流，补偿电网中的谐波和无功，保证电网侧电流信号为正弦波。

图12为电网电压采样电路。在逆变控制***中，需要对电网电压进行采样，通过锁相环获得所需要的相位信息。本课题使用CHV-25P/100霍尔电压传感器对电网电压进行采样。被测电压经过霍尔传感器后，在输出端按比例产生相应的电压信号。经过一个电压跟随器和调理、限幅电路后输送到DSP的AD采样端口。具体的硬件电路如图12所示。

图13为直流电压检测电路。在逆变***中，需要对直流侧电压进行检测，以便在直流侧电压出现异常时，控制器做出相应故障诊断及处理措施。被测电压经过霍尔传感器CHV-25P/800后，在输出端按比例产生相应的电压信号。经过一个电压跟随器和限幅电路后输送到DSP的AD采样端口。具体的硬件电路如图13所示。

本发明主程序流程图如图14所示。本发明采用DSP28335进行控制，主程序主要完成***初始化以及故障检测等内容，中断程序包括AD采样，锁相环以及直流电压与补偿电流策略的实现。在图14所示的***的主程序流程图中，在***在刚开始运行时候关闭一切中断中断后进行***的初始化，完成了程序中所用到的各个单元的初始设定。在初始化完成后开中断，启动定时器，等待中断。

中断子程序的流程图如图15所示。AD中断用于完成谐波电流的采样、查询正弦表方式的软件锁相环、坐标变换、数字滑动均值滤波计算、直流侧电压的控制以及定时比较方式PWM信号的产生。初始化时，将DSP28335中的ePWM1模块设置成周期启动AD模式。由于在每次AD中断中产生一次PWM信号，可以看出定时比较控制方式产生PWM信号的定时频率即为6.4kHz。图15为A/D中断服务子程序的软件流程图。

验证过程：

为了验证本发明控制策略的正确性，通过MATLAB/Simulink***仿真软件对控制策略进行***仿真，得到相应结果。图16为负载侧A相电流的波形。

如图17所示为电网侧A相电流的波形。

为了验证实际的***谐波抑制的效果，图18为电网补偿之前A相电压电流的波形，可以看出，网侧电流非线性特征十分明显，畸变严重。

图19为使能APF之后A相电压，网侧电流、补偿电流的波形，从图中可以看出，网侧电流正弦度较高，有效的抑制了***中的谐波分量。相位一致，可见本发明具有较好的谐波抑制能力。

Claims

1.自适应比例谐振控制有源电力滤波器，它包括主控电路、主功率电路、驱动电路；主功率电路接入三相交流电源；主功率电路为三相电压型PWM变流器，主功率电路的驱动信号输入端连接驱动电路的驱动信号输出端；所述三相电压型PWM变流器用于输出三相补偿电流；其特征在于，还包括检测电路、采样信号处理电路、FFT电路、模糊控制器Fuzzy、锁相环和PR控制器；

2.根据权利要求1所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，其特征在于，PR控制器采用的控制策略为：利用FFT得到的相应次谐波电流幅值与该谐波电流导数作为模糊控制器的输入，通过量化因子对输入幅值进行相应缩放，使之处于相应论域的作用范围之内；通过建立模糊推理，得到PR控制器的谐振增益系数的值，并实时作用于PR控制器以实现有源电力滤波器的PR控制。

3.根据权利要求1所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，其特征在于，主控电路采用的控制策略为：以实际电力滤波器的电流作为反馈，与给定电流信号的差作为并联型PR控制器的输入，在稳定直流母线电压的同时，消除相应谐振频率次的谐波。

4.根据权利要求1所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，其特征在于，主控电路采用的控制策略为：利用ip-iq法分离负载电流中的基波与谐波、无功成分，得到了无功与谐波电流的分量，作为补偿电流给定值；将直流电压PI控制得到的输出值叠加到补偿电流给定值之上，得到了控制器电流内环的给定值。

5.根据权利要求3或4所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，其特征在于，将电流模拟信号在DSP处理下离散化，经过模数转换成数字量，经过FFT变换获取各次谐波分量的频域分量，可得到负载电流中的各次谐波电流。

6.根据权利要求5所述的自适应比例谐振控制有源电力滤波器，其特征在于，以实际电力滤波器的电流作为反馈，与给定电流信号的差作为并联型PR控制器的输入，在稳定直流母线电压的同时，消除相应谐振频率次的谐波。