CN106877399A - 一种单相lcl型并网逆变器双环控制方法 - Google Patents
一种单相lcl型并网逆变器双环控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明涉及一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,包括以下步骤:S1:入网电流实测值与入网电流参考值求差后,经重复模糊RP控制器得到滤波电容电流参考值;S2:滤波电容电流实测值与滤波电容电流参考值求差后,经内环比例控制器得到电流控制值;S3:电流控制值输入到SPWM模块,得到四个开关驱动信号,控制单相LCL型并网逆变器中开关器件的关断和导通;所述内环比例控制器的比例参数Kc与振荡环节的阻尼比成正比例关系。与现有技术相比,本发明能够在保证***稳定的前提下,提高入网电流的波形质量、跟踪精度和功率因数,同时有利于对桥臂开关管的保护,保证整个逆变器***安全可靠的运行。
Description
技术领域
本发明涉及逆变器控制领域,尤其是涉及一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法。
背景技术
现代社会随着经济发展和能源消耗,传统的化石能源造成的污染以及其自身的枯竭问题已经不可避免,人类把更多的目光放在可再生能源上。风能和太阳能则是干净无污染的新能源,蕴含量丰富,为首要之选。而逆变器技术,则是新能源接入电网过程中极其重要的技术之一。
逆变器是微电网并网的关键器件,并网逆变器的控制技术也逐渐成为微电网并网的重点。并网逆变器的控制根据控制对象可以大致分为三类:电流控制、电压控制、模拟同步电机控制,其中常见的是并网逆变器的电流控制。电流控制是指控制入网电流完成对电网电压同频同相的跟踪,同时满足***输出的功率因数cos为1,且使入网电流的谐波畸变应尽量小。因此对逆变器并网***中的滤波器设计至关重要。与L型、LC型滤波器相比,LCL型滤波器具有体积小、成本小、损耗小的优点,且对高频谐波电流有较好的衰减作用,同时LCL型滤波器是三阶***因阻尼较小,其引起的谐振问题成为目前研究的热点。
逆变器电流控制策略常见的有PI控制、PR控制、重复控制、无差拍控制,滞环控制等。PI环节在提高***快速性的同时也存在相位误差。PR环节用以消除相位误差,但是PR控制器参数难以调整,无法自适应调节外界干扰对***性能的影响。LCL型逆变器***的复杂性以及传统电流控制的局限性,因此,研究LCL滤波器下的并网逆变器控制方法具有重要的理论和实际意义。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的LCL型并网逆变器是一个三阶多变量***、入网电流单环控制难以满足***的稳定性的缺陷,而提供一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,该方法能够在保证***稳定的前提下,提高入网电流的波形质量、跟踪精度和功率因数,同时有利于对桥臂开关管的保护,保证整个逆变器***安全可靠的运行。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现:
一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法包括以下步骤:
S1:入网电流实测值与入网电流参考值求差后,经重复模糊RP控制器得到滤波电容电流参考值;
S2:滤波电容电流实测值与滤波电容电流参考值求差后,经内环比例控制器得到电流控制值;
S3:电流控制值输入到SPWM模块,得到四个开关驱动信号,控制单相LCL型并网逆变器中开关器件的关断和导通;
所述内环比例控制器的比例参数Kc与振荡环节的阻尼比成正比例关系,Kc取值范围为0.12-0.30。
所述比例参数Kc取值为0.20。
所述重复模糊PR控制器包括重复控制器和模糊PR控制器,所述步骤S1中,入网电流实测值与入网电流参考值的差值e分别经过重复控制器和模糊PR控制器后,对应得到第一电流值和第二电流值,第一电流值和第二电流值相加得到滤波电容电流参考值。
所述重复控制器的传递函数G(z)满足以下公式;
其中,z-N为延时环节,N为一个周期内采样次数,滤波器Q(z)为小于1的常数,Gc(z)为补偿器,用以提供相位补偿和幅值补偿;
所述补偿器Gc(z)满足公式:Gc(z)=Kr*zk*S(z),其中,Kr为重复控制增益,取小于1或等于1的常数,S(z)为二阶滤波器,zk为超前环节,上标系数k取正整数。
所述滤波器Q(z)取值为0.95,重复控制增益Kr取值为1,二阶滤波器S(z)的截止频率取值为6500rad/s,阻尼系数取值为0.7,上标系数k取值为5。
所述模糊PR控制器的处理过程为:
1)获取差值e的差值变化率de;
2)将差值e和差值变化率de输入模糊控制器得到比例增益变化量ΔKP和谐振增益变化量ΔKR;
3)得到在线调整后的RP控制器的比例系数KP和谐振系数KR,KP=KP0+ΔKP·K,KR=KR+ΔKR·K,KP0为单一RP控制器控制下的比例系数,KR0为单一RP控制器控制下的谐振系数,K为影响因子;
4)将差值e输入基于比例系数KP和谐振系数KR的PR控制器,得到第二电流值。
所述PR控制器的传递函数GPR(s)满足以下公式:
其中,ω0为谐振角频率,与电网的基波角频率有关。
所述单一RP控制器控制下的比例系数KP0取值范围为0.8-2.3,单一RP控制器控制下的谐振系数KR0取值范围为30-50。
所述单一RP控制器控制下的比例系数KP0取值为1.15,单一RP控制器控制下的谐振系数KR0取值为41.6。
与现有技术相比,如比例积分控制及准谐振控制,本发明具有以下优点:
1、内环采用比例调节增加***阻尼以抑制高频谐振问题,外环控制可实现对入网电流的直接控制,并且外环控制采用重复+模糊PR控制,在基波处可实现无穷大增益,能够有效跟踪交流指令信号,有利于提高入网电流的控制精度,基本实现无静差跟踪,并且提高了入网电流的功率因数。
2、采用双环控制增大了***阻尼,有效抑制了***谐振峰值,提高了***稳定性,相比于传统的PI控制和准谐振控制,在相同参数条件下,***具有更大的稳定裕度,可靠性大大增强。
3、本发明提出的基于新型电流控制的LCL并网逆变器双环控制方法,拥有控制精度高,跟踪效果好,功率因数高以及***可靠性强等优点,适合于太阳能发电、风力等新能源并网***,并且可推广到其它单相或者三相并网逆变器的控制方法当中。
4、本发明方法中针对控制参数进行合理设计,特别地,比例参数Kc取值为0.20,可以对LCL滤波器实现从欠阻尼到过阻尼全范围内的阻尼,且不会产生能耗,对高频谐波的衰减依然保持较好的能力,单一RP控制器控制下的比例系数KP0取值为1.15,谐振系数KR0取值为41.6,KP0影响***比例增益,增大其值可以加快***响应速度,提高精度;KR0影响***谐振峰值和带宽,增大其值可以减小***稳态误差,起着和谐振系数相似的作用,从而使得***中各个控制器之间相互配合,不仅达到更好的单相LCL并网逆变器的输出电流电压质量,而且通用性强,操作简单易于实现,具备相当的良好的稳定性和鲁棒性,可直接应用于不同的新能源并网***中。
附图说明
图1为单相LCL型并网逆变器***的电路拓扑结构图;
图2为本发明方法的控制框图;
图3为PR控制器和PI控制器的伯德图;
图4为重复控制框图;
图5为***加入重复控制前后的对比伯德图;
图6为***的模糊PR控制框图;
图7为本发明方法控制下电压与电流波形图;
图8为指令电流突变时重复PR控制下入网电流波形图;
图9为指令电流突变时本发明方法控制下入网电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施,给出了详细的实施方式和具体的操作过程,但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
单相LCL型并网逆变器***如1所示,包括依次连接的直流输入电压源Udc、基于高频开关脉宽调制控制的单相逆变器(包括开关管Q1-Q4)、LCL滤波器(包括连接逆变桥侧的电感L1、滤波电容C和连接电网的电感L2),以及用于检测滤波电容支路电流ic和入网电流igrid的入检测变送器,其中,Us为并网电压,r1、r2为滤波电感的等效寄生电阻,微网新能源中的发电机用直流输入电压源Udc替代,将网侧电压Us看作扰动变量,将入网电流igrid看作输出变量,逆变器输出电压Uo看作输入变量,可以得到入网电流igrid与逆变器输出电压Uo的函数表达式:
G(s)=[L1L2Cs3+(r2L1+r1L2)Cs2+(L1+L2+r1r2C)s+r1+r2]-1
如图2所示,一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法包括以下步骤:
S1:入网电流实测值与入网电流参考值求差后,经重复模糊RP控制器得到滤波电容电流参考值;
PR环节用以消除相位误差,模糊控制在线调节***干扰的影响,重复控制对周期性扰动具有良好的抑制能力,实现***高电能质量并网。
重复模糊PR控制器包括重复控制器和模糊PR控制器,步骤S1中,入网电流实测值与入网电流参考值的差值e分别经过重复控制器和模糊PR控制器后,对应得到第一电流值和第二电流值,第一电流值和第二电流值相加得到滤波电容电流参考值。
重复控制器的传递函数G(z)满足以下公式;
其中,z-N为延时环节,N为一个周期内采样次数,若电网基波频率50Hz,采样频率为10kHz,则周期采样次数N=200;滤波器Q(z)为小于1的常数,通常取经验值0.95,Gc(z)为补偿器,用以提供相位补偿和幅值补偿;
补偿器Gc(z)满足公式:Gc(z)=Kr*zk*S(z),其中,
Kr为重复控制增益,常用于补偿幅值,在单相并网***中通常取小于1或等于1的常数根据开环谐振峰值,取Kr=1较合适;
S(z)为重复控制器的滤波器。设计为S(z)为二阶低通滤波器。由图5看出,由于电容电流反馈已滤除了被控对象的谐振峰值,故无需引入陷波器。陷波器在高频谐波抑制能力较弱,引入一个二阶低通滤波器S2(z),截止频率选取6500rad/s,阻尼系数0.7,有:
离散化可得:
zk为超前环节,上标系数k取正整数,图5为***加入重复控制前后的对比伯德图,由图可知,重复控制***存在相位滞后,利用超前环节zk补偿,超前环节作为相位补偿环节以补偿由逆变器控制对象P(z)和滤波器S(z)所引入的总相位滞后,在中低频段超前环节能实现较好的相位补偿。本文选取k=5。由图5可知,***在采用重复控制后中低频段增益稳定且频率范围较宽、高频段衰减快速,具有良好的稳定性和鲁棒性。
模糊PR控制器的处理过程为:
1)获取差值e的差值变化率de;
2)将差值e和差值变化率de输入模糊控制器得到比例增益变化量ΔKP和谐振增益变化量ΔKR;ΔKP和ΔKR的模糊控制规则如下表所示:
3)得到在线调整后的RP控制器的比例系数KP和谐振系数KR,KP=KP0+ΔKP·K,KR=KR+ΔKR·K,KP0为单一RP控制器控制下的比例系数,KR0为单一RP控制器控制下的谐振系数,K为影响因子;
4)将差值e输入基于比例系数KP和谐振系数KR的PR控制器,得到第二电流值。
PR控制器的传递函数GPR(s)满足以下公式:
其中,ω0为谐振角频率,与电网的基波角频率有关。
单一RP控制器控制下的比例系数KP0取值范围为0.8-2.3,单一RP控制器控制下的谐振系数KR0取值范围为30-50。KP0影响***比例增益,增大其值可以加快***响应速度,提高精度;KR0影响***谐振峰值和带宽,增大其值可以减小***稳态误差,起着和谐振系数相似的作用。
S2:滤波电容电流实测值与滤波电容电流参考值求差后,经内环比例控制器得到电流控制值。
内环比例控制器的比例参数Kc与振荡环节的阻尼比成正比例关系,Kc取值范围为0.12-0.30。
S3:电流控制值输入到SPWM模块,得到四个开关驱动信号,控制单相LCL型并网逆变器中开关器件的关断和导通,进而控制并网逆变器***入网电流的幅值和相位以及入网电流质量。
为说明本发明的正确性和可行性,对一台LCL型单相并网逆变器***进行仿真验证。仿真参数为:直流电压源电压400V,电网电压有效值220V,SPWM的开关频率为10KHz,LCL滤波器参数为L1=5mH,L2=2mH,C=15uF。指令电流为30A。PR控制参数为KP0=1.15,KR0=41.6,Kc=0.20。
附图3显示了PI和PR控制器对比伯德图。附图4为重复控制***结构图,图中:d为周期性扰动,r正弦信号,u为反馈信号,y是逆变器输出电压,P(z)为控制对象,在并网***中为空载逆变器传递函数。对于LCL型并网逆变器的三阶***而言,可以采用二阶***对其动态性能进行近似分析,因此采用极点配置估算高阶***性能,配置理想极点为:
s3=-hξωn
式中:ξ为期望的阻尼比,ωn为***期望的自然频率。h为常数,h的取值反映了二阶***等效三阶***动态性能的近似程度。
故***被控对象为:
闭环控制***的伯德图附图5所示。取参数为ωn=6500rad/s,ξ=0.7。
附图6显示了***的模糊PR控制框图。根据逆变器的数学模型,确定PR控制参数的初始值KP0和KR0。模糊控制器的输入为指令电流iref和入网电流igrid的误差e与误差de,输出为对PR控制参数KP和KR的改变量ΔKP和ΔKR。模糊规则根据KP和KR的控制作用来制定。
附图7显示了入网电流和并网电网电压,从附图7中可以看出,***在新型复合控制下网侧电压和电流基本同相位,并且在谐振频率处没有出现谐振峰,在相同条件下,新型电流控制(基于模糊PR+重复的电流双环控制)下的电流THD值为0.88%,而重复PR控制下的电流THD值为1.65%,前者电流质量明显好于后者,证明在稳态条件下,新型电流控制效果明显优于重复PR控制。采用新型电流控制,可以增大***阻尼,增加***稳定性,实现了单位功率因数并网的目标,提高了***的静态性能。
附图8、图9分别显示不同指令电流下新型电流控制(基于模糊PR+重复的电流双环控制)和重复PR控制下的跟踪误差。由图可知,在0.035s新型控制入网电流波动小于重复PR控制。同时,重复PR控制入网电流跟踪上指令电流约需0.01s,而新型控制入网电流在0.003s后可以跟踪上指令电流,使***稳定。表明了在参数完全相同的情况下,新型电流控制控制下的入网电流稳态误差要远小于重复PR控制,提高了***的动态性能。
Claims (9)
1.一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,其特征在于,包括以下步骤:
S1:入网电流实测值与入网电流参考值求差后,经重复模糊RP控制器得到滤波电容电流参考值;
S2:滤波电容电流实测值与滤波电容电流参考值求差后,经内环比例控制器得到电流控制值;
S3:电流控制值输入到SPWM模块,得到四个开关驱动信号,控制单相LCL型并网逆变器中开关器件的关断和导通;
所述内环比例控制器的比例参数Kc与振荡环节的阻尼比成正比例关系,Kc取值范围为0.12-0.30。
2.根据权利要求1所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,其特征在于,所述比例参数Kc取值为0.20。
3.根据权利要求1所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,其特征在于,所述重复模糊PR控制器包括重复控制器和模糊PR控制器,所述步骤S1中,入网电流实测值与入网电流参考值的差值e分别经过重复控制器和模糊PR控制器后,对应得到第一电流值和第二电流值,第一电流值和第二电流值相加得到滤波电容电流参考值。
4.根据权利要求3所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,其特征在于,所述重复控制器的传递函数G(z)满足以下公式;
其中,z-N为延时环节,N为一个周期内采样次数,滤波器Q(z)为小于1的常数,Gc(z)为补偿器,用以提供相位补偿和幅值补偿;
所述补偿器Gc(z)满足公式:Gc(z)=Kr*zk*S(z),其中,Kr为重复控制增益,取小于1或等于1的常数,S(z)为二阶滤波器,zk为超前环节,上标系数k取正整数。
5.根据权利要求4所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,其特征在于,所述滤波器Q(z)取值为0.95,重复控制增益Kr取值为1,二阶滤波器S(z)的截止频率取值为6500rad/s,阻尼系数取值为0.7,上标系数k取值为5。
6.根据权利要求3所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,其特征在于,所述模糊PR控制器的处理过程为:
1)获取差值e的差值变化率de;
2)将差值e和差值变化率de输入模糊控制器得到比例增益变化量ΔKP和谐振增益变化量ΔKR;
3)得到在线调整后的RP控制器的比例系数KP和谐振系数KR,KP=KP0+ΔKP·K,KR=KR+ΔKR·K,KP0为单一RP控制器控制下的比例系数,KR0为单一RP控制器控制下的谐振系数,K为影响因子;
4)将差值e输入基于比例系数KP和谐振系数KR的PR控制器,得到第二电流值。
7.根据权利要求6所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,其特征在于,所述PR控制器的传递函数GPR(s)满足以下公式:
其中,ω0为谐振角频率,与电网的基波角频率有关。
8.根据权利要求6所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,其特征在于,所述单一RP控制器控制下的比例系数KP0取值范围为0.8-2.3,单一RP控制器控制下的谐振系数KR0取值范围为30-50。
9.根据权利要求8所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法,其特征在于,所述单一RP控制器控制下的比例系数KP0取值为1.15,单一RP控制器控制下的谐振系数KR0取值为41.6。
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