CN108233884A - 一种可调节信号且可编程的增益放大器电路及其控制方法 - Google Patents

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杨海玲
张远
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Abstract

本发明公开了一种可调节信号且可编程的增益放大器电路及其控制方法，该电路包括运算放大器、输入端、输出端、采样电容、反馈电容、第一开关、第二开关和第三开关，其中，反馈电容的一端与采样电容连接，另一端与第二开关、第三开关的一端连接，第二开关的另一端连接输出端，第三开关的另一端连接参考电压；第一开关的一端连接采样电容，另一端连接输出端；运算放大器的反向输入端连接采样电容，正向输入端连接共模电压，另一端连接输出端。本发明可以简化电路设计，减小运算放大器设计难度，节省了由参考电压带来的功耗和面积，通过修改采样点，本发明可以消除运算放大器的失调电压，实现高精度放大功能。

Description

一种可调节信号且可编程的增益放大器电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及集成电路技术领域，具体涉及一种可调节信号且可编程的增益放大器电路及其控制方法。
背景技术
可编程增益放大器电路简称PGA，是一种将输入模拟电压信号放大设定倍数后输出的模拟放大器电路，其放大倍数由采样电容与反馈电容比值决定。由开关电容方式实现的 PGA电路完全兼容于现在标准的CMOS工艺技术，因而广泛应用于现在的标准CMOS 芯片中，用于放大模拟电压信号。
图1为一个典型的PGA电路应用方案，模拟电压信号经PGA电路后放大设定的倍数后，输出给模拟数字转换(ADC)电路，经ADC电路转换成数字信号后输出给数字信号处理模块(DSP)，进行一系列的数字信号处理。一个比较典型的实例为CMOS图像传感器芯片，由像元感光单元Pixel将接受到的光信号转换成模拟电压信号，输出至PGA，经PGA放大后至ADC转换成数字信号后输出至DSP处理输出至芯片外部，由此实现图像感应。
由于PGA后续所接的ADC电路的模拟输入信号一般有幅度限制，即ADC模拟输入信号低于其输入信号幅度最低值或超出输入信号幅度最高值时，ADC电路不能正确的转换成相对应的数字码。而在现在的一些芯片***中，如CMOS图像传感器***中，PGA 的输入模拟电压信号，即像素单元pixel的输出电压信号中除包含所需的光感应信号外，还含有暗电流导致的无用的信号，该信号叠加在正常的光感应信号中，经PGA放大后输出至ADC，会占掉一部分的ADC输入信号幅度，使得ADC所能转换的正常的光感应信号范围变小了。例如ADC的输入信号幅度为1V，而暗电流导致的无用信号最大幅度为 0.1V，则ADC所能转换出的正常的光感应信号最大幅度为1V-0.1V＝0.9V。这样便导致了芯片***所能感应到的最大信号幅度变小了，相应的导致芯片***动态范围减小。为了解决这个问题，一种做法即为在PGA处加入信号调节功能，即在PGA处将输入信号中包含的0.1V的无用信号减去，使的PGA输入为0.1V～1.1V时输出0～1V，这样ADC的输入信号范围没有被浪费在无用信号上，提升了整个***的动态范围。由此，带信号调节功能的PGA电路有了实际的应用需求。
然而，由于现在的传感器等芯片广泛应用在便携式移动设备中，因而芯片的面积与功耗成为了芯片很重要的性能指标，很大程度地影响芯片的竞争力。前面所述的PGA电路应用在这类芯片中，需要考虑其面积和功耗，特别是现在广泛采用的开关电容PGA，电容的使用会占去芯片相当可观的面积，同时也需要可观的电流以驱动所用到的电容。所以，前面提到的带信号调节功能的PGA电路被期望不要使用过多的电容以节省宝贵的面积和功耗。
图2所示为一种传统的只能实现输入信号按设定倍数放大的PGA电路结构，其信号放大倍数为Cs’/Cf’，实际中Cs或Cf电容会做成可调电容以实现增益可变的功能，此处没有标明。该PGA电路环路的反馈系数β＝Cf’/(Cs’+Cf’)，其中，Cs’为电容Cs对应的电容值，Cf’为电容Cf对应的电容值。
图3为传统的一种带信号调节功能的PGA电路结构，其通过增加电容Cos和两个参考电压信号Vos1、Vos2，配合响应的开关信号时序，以实现输入信号的放大和调节，其中S1和S1B为互补信号。其工作时序如图4所示，SW、S1为高，相应开关导通，PGA 处于复位状态，输出端VOUT输出值为VCM’，V2点电压为Vos1’，输入端VIN电压为VIN1’，然后SW由高变为低，随后S1由高变为低，即S1B由低变高，V2点电压值由Vos1’变为Vos2’，输入端VIN电压由VIN1’变为VIN2’，输出端VOUT的电压值由 VCM’变为VCM’+ΔVIN’+ΔVos’，其中ΔVIN’＝(VIN2’-VIN1’)*Cs’/Cf’，Δ Vos’＝(Vos2’-Vos1’)*Cos’/Cf’。该PGA环路反馈系数为β＝Cf’/(Cs’+Cf’+Cos’)。
图3所示电路可以实现信号放大和调节功能，但其有几个明显的缺点：1、较传统的PGA增加了一个电容Cos，增大了面积；2、新增了两个参考电压Vos1、Vos2，增加了电路的复杂度，同时也引入了Vos1、Vos2两个噪声源；3、PGA环路反馈系数β＝Cf’/(Cs’ +Cf’+Cos’)小于传统PGA的β＝Cf’/(Cs’+Cf’)，反馈系数的减小导致运算放大器的设计难度增加，功耗增加。
发明内容
为了克服上述问题，本发明所要解决的技术问题为提供一种可调节信号且可编程的增益放大器电路及其控制方法，可以简化电路设计，减小运算放大器设计难度，节省了由参考电压带来的功耗和面积。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种可调节信号且可编程的增益放大器电路，包括：运算放大器(OTA)、输入端(VIN)、输出端(VOUT)、采样电容(Cs)、反馈电容(Cf)、第一开关(S1)、第二开关(S2)和第三开关(S1D)，其中，反馈电容(Cf)的一端与采样电容(Cs)连接，另一端与第二开关(S2)、第三开关(S1D)的一端连接，第二开关(S2)的另一端连接输出端(VOUT)，第三开关(S1D)的另一端连接参考电压(Vos)；第一开关(S1)的一端连接采样电容(Cs)，另一端连接输出端 (VOUT)；运算放大器(OTA)的反向输入端连接采样电容(Cs)，正向输入端连接共模电压(VCM)，另一端连接输出端(VOUT)。
进一步地，所述运算放大器(OTA)采用五管运算放大器。
进一步地，所述运算放大器的电路结构具体包括：第一NMOS管、第二NMOS关、第三PMOS管、第四PMOS管和尾电流NMOS管；其中，第四PMOS管的源极和第三 PMOS管的源极均接电源；第四PMOS管的栅极和第三PMOS管的栅极相连且共同与第三PMOS管的漏极和第一NMOS管的漏极相连接；第四PMOS管的漏极与第二NMOS 管的漏极相连且共同连接至输出端(VOUT)；第二NMOS管的源极和第一NMOS管的源极相连接且共同连接至尾电流NMOS管的漏极；第二NMOS管的栅极接反向输入端 (VN)；第一NMOS管的栅极接共模电压(VCM)，尾电流NMOS管的栅极连接偏置电压(VB)，尾电流NMOS管的源极接地。
进一步地，所述运算放大器的电路中第一NMOS管、第二NMOS关、第三PMOS 管、第四PMOS管和尾电流NMOS管的源极和漏极可以互换。
进一步地，增益放大器电路中的反馈系数β＝Cf’/(Cs’+Cf’)，其中，Cs’为采样电容的电容值，Cf’为反馈电容的电容值。
进一步地，所述第二开关(S2)和第三开关(S1D)由单向导通晶体管来实现。
进一步地，所述第二开关(S2)和第三开关(S1D)为单刀开关。
本发明提供的一种可调节信号且可编程的增益放大器电路的控制方法，包括以下步骤：
S01：第一开关(S1)和第三开关(S1D)处于导通状态，第二开关(S2)断开，此时，输出端(VOUT)电压值为运算放大器反向输入端电压VN’，输入端(VIN)此时电压值为VIN1’，第二开关(S2)和第三开关(S1D)连接处的电压值为Vos’；
S02：第一开(S1)和第三开关(S1D)相继断开，然后第二开关(S2)导通，此时输出端(VOUT)电压值为Vos’；
S03：输入端(VIN)电压值由VIN1’变为VIN2’，此时输出端(VOUT)电压值为ΔVIN’与Vos’之和，其中，ΔVIN’＝(VIN2’-VIN1’)*Cs’/Cf’，Cs’为采样电容的电容值，Cf’为反馈电容的电容值；
S04：对步骤S03中的输出端(VOUT)电压值和步骤S01中的输出端(VOUT)电压值求差，即：ΔVOUT’＝ΔVIN’+Vos’-VN’，其中，Vos’-VN’为对输出信号的调节项。
本发明提供的一种可调节信号且可编程的增益放大器电路的控制方法，包括以下步骤：
S01：第一开关(S1)和第三开关(S1D)处于导通状态，第二开关(S2)断开，此时，输出端(VOUT)电压值为运算放大器反向输入端电压VN’，输入端(VIN)此时电压值为VIN1’，第二开关(S2)和第三开关(S1D)连接处的电压值为Vos’；
S02：第一开挂和第三开关相继断开，然后第二开关导通，此时输出端(VOUT)电压值为Vos’；
S03：输入端(VIN)电压值由VIN1’变为VIN2’，此时输出端(VOUT)电压值为ΔVIN’与Vos’之和，其中，ΔVIN’＝(VIN2’-VIN1’)*Cs’/Cf’，Cs’为采样电容的电容值，Cf’为反馈电容的电容值；
S04：对步骤S03中的输出端(VOUT)电压值和步骤S02中的输出端(VOUT)电压值求差，即：ΔVOUT’＝ΔVIN’。
本发明的有益效果为：减少的电容的使用，节省了面积；减少了参考电压数量，简化电路设计，同时减小面积、功耗和噪声；增大了PGA环路的反馈系数，减轻了运算放大器的设计难度，同时减小了功耗；通过时序设计，可配置成只有放大功能的PGA，但可以消除PGA的失调，有利于实现高精度，功能更加灵活。
附图说明
图1为一个传统典型的PGA电路示意图。
图2为一种传统的只能实现输入信号按设定倍数放大的PGA电路示意图。
图3为一种传统可实现信号放大和调节的PGA电路示意图。
图4为图3所示PGA电路正常工作的开关时序示意图。
图5为本发明的一个较佳实施例的PGA电路示意图。
图6为本发明的一个较佳实施例的PGA电路正常工作时的开关信号时序示意图。
图7为本发明的一个较佳实施例的PGA电路示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步的详细说明。
本实施例中，可调节信号且可编程的增益放大器电路，采用PGA电路，包括运算放大器、输入端、输出端、采样电容、反馈电容、第一开关、第二开关和第三开关，其中，反馈电容的一段与采样电容连接，另一端与第二开关、第三开关的一端连接，第二开关的另一端连接输出端，第三开关的另一端连接参考电压；第一开关的一端连接采样电容，另一端连接输出端。三个开关还可以连接各自的开关时序器，开关时序器控制输出端所输出的信号按照设定的值上升或下降。
如附图5所示，本发明提供的一种可调节信号且可编程的增益放大器电路，具体包括运算放大器OTA、输入端VIN、输出端VOUT、采样电容Cs、反馈电容Cf、第一开关 S1、第二开关S2和第三开关S1D，其中，反馈电容Cf的一段与采样电容Cs连接，另一端与第二开关S2、第三开关S1D的一端连接，第二开关S2的另一端连接输出端VOUT，第三开关S1D的另一端连接参考电压Vos；第一开关S1的一端连接采样电容Cs，另一端连接输出端VOUT；运算放大器OTA的反向输入端连接采样电容Cs，正向输入端连接共模电压VCM，另一端连接输出端VOUT。本发明是将传统PGA中的反馈电容与运算放大器输出连接端断开，***了第二开关S2和第三开关S1D，其中，第二开关S2连接反馈电容Cf的右侧极板V2节点与运算放大器输出端VOUT，第三开关S1D连接反馈电容 Cf的右侧极板V2节点与新增的电压端Vos。电容Cs为传统的PGA的采样电容，接在信号输出端VIN和OTA的反向输入端VN节点之间。第一开关S1为跨接在运算放大器OTA 的输出端和反向输入端。第三开关的S1D控制信号为第一开关S1控制信号稍延时而得到，且早于第二开关S2控制信号的上升时间。运算放大器的共模电压VCM，对电路提供合适的工作点。
对比图3和图5所示电路结构可以看到，相较于传统的带信号调节功能的PGA，本发明提出的结构省去了电容Cos，减小了总的电路面积。由于只增加了一个参考电压Vos，相较于传统带信号调节功能的PGA新增的两个参考电压Vos1、Vos2，本发明提出的结构简化了电路设计，节省了由参考电压带来的功耗和面积，也减少了一个参考电压贡献的噪声。另外，本发明提出的结构环路反馈系数为β＝Cf’/(Cs’+Cf’)，大于传统带信号调节功能的PGA的反馈系数β＝Cf’/(Cs’+Cf’+Cos’)。因而可以减小运算放大器设计难度，从而进一步节省功耗和面积。
请参阅图7，本发明中运算放大器采用五管运算放大器，五管放大器具体包括：第一 NMOS管M1、第二NMOS关M2、第三PMOS管M3、第四PMOS管M4、尾电流NMOS 管M0；其中，第四PMOS管M4的源极和第三PMOS管M3的源极均接电源；第四PMOS 管M4的栅极和第三PMOS管M3的栅极相连且共同与第三PMOS管M3的漏极和第一 NMOS管M1的漏极相连接；第四PMOS管M4的漏极与第二NMOS管M2的漏极相连且共同连接至输出端VOUT；第二NMOS管M2的源极和第一NMOS管M1的源极相连接且共同连接至尾电流NMOS管M0的漏极；第二NMOS管M2的栅极接反向输入端 VN；第一NMOS管M1的栅极接共模电压VCM，尾电流NMOS管M0的栅极连接偏置电压VB，尾电流NMOS管M0的源极接地。即：尾电流NMOS管M0将所加的偏置电压VB转换成电流以使M1～M4管工作在饱和区，M1管和M2管为NMOS实现的运算放大器输入对管，M1管栅端为运算放大器正向输入端，接VCM电压，M2管栅端为运算放大器反向输入端，接VN节点，M3管和M4管为PMOS实现的有源电流镜负载，M3 管栅端和漏端短接，M4管栅端与M3管栅端短接，M4管漏端与M2管漏端短接，成为运算放大器输出端，其中，第一NMOS管M1、第二NMOS关M2、第三PMOS管M3、第四PMOS管M4、尾电流NMOS管M0中的源极和漏极均可以互换。
请参阅图6，为本发明电路相对应的时序控制方法，其中，VOUT’对应输出端VOUT的电压值，VIN’对应输入端VIN的电压值，V2’对应第二开关和第三开关连接处的电压值。第三开关S1D信号开始下降的时间比第一开关S1信号开始下降的时间晚，以实现反馈电容Cf的底极板采样。第二开关S2开始上升的时间比第三开关S1D开始下降的时间晚，输入端VOUT的信号发生变化的时间比第二开关S2的信号开始上升的时间晚。PGA 正常工作过程中，对应于t0时刻，第一开关S1控制信号和第三开关S1D控制信号变为高，PGA处于复位状态，VOUT端输出为VN’，不考虑OTA的非理想因素，大小等于 VCM’，此时第二开关S2控制信号为低电平，对应第二开关S2断开，V2点电压为Vos’，输入信号VIN此时电压设为VIN1’。PGA复位结束时，对应于t1时刻，第一开关S1控制信号由高变为低，随后对应于t2时刻，第三开关S1D控制信号也由高变为低，然后对应于t3时刻，第二开关S2控制信号由低变为高，将V2节点与PGA输出端VOUT连接起来，此时输出端VOUT输出电压大小为Vos’，然后对应于t5时刻，输入端VIN电压开始由VIN1’变为VIN2’，直至t6时刻变为VIN2’，VN节点由于运算放大器的虚短特性仍保持为VCM’，V2节点由于第二开关S2导通而与输出端VOUT短接，此时PGA 的反馈电容大小为Cf’，经过电荷从采样电容Cs转移至反馈电容Cf后，PGA输出端VOUT 稳定后电压将为VCM’+ΔVIN’+ΔVos’，其中ΔVIN’＝(VIN2’-VIN1’)*Cs’/Cf’，为增益放大器电路对输入信号放大后得出的输出项，放大倍数由采样电容Cs与反馈电容 Cf的电容比值决定，ΔVos’为对输出信号的调节项，其大小由参考电压Vos’和共模电压VCM’决定。
具体地，若后续电路的两次采样点设计为图6中的t0和t7，则后续电路两次采样得到的信号的差值为ΔVOUT’＝ΔVIN’+Vos’-VN’＝(VIN2’-VIN1’)*Cs’/Cf’+Vos’-VN’，由此，PGA完成输入信号放大以及信号调节过程，放大倍数为Cs’/Cf’，与传统PGA相同，信号调节大小为Vos’-VN’，不考虑OTA的非理想因素，VN’大小等于VCM’。通过设定Vos’-VN’的值，可在PGA实现正常放大的基础上加上或减去一个值，本发明所提出的信号时序较适宜所提出的带信号调节功能的可编程增益放大器电路结构，在实现信号放大与调节功能的同时可以避免一些非理想因素对电路性能带来的不利影响。
若后续电路的两次采样点设计为图6中的t4和t7，则后续电路两次采样得到的信号的差值为ΔVOUT’＝ΔVIN’+Vos’-Vos’＝(VIN2’-VIN1’)*Cs’/Cf’，电路实现正常的PGA放大功能，放大倍数为Cs’/Cf’。由于实际电路中，PGA存在失调电压，导致VN节点电压不等于VCM，所以传统的PGA电路输出的电压绝对值会随着失调电压大小变化而变化，这在对多个PGA输出电压一致性要求较高的应用环境下通常是一个不容忽视的问题。而若在本发明提出的时序中的t4和t7时刻采样，则PGA的输出电压始终是 Vos’和ΔVIN’+Vos’，两个电压的绝对值都不随PGA失调电压的变换而变化，在使用多个PGA时具有良好的一致性。
此外，将图5中第二开关S2一直导通，第三开关S1D一直断开，则电路配置成一个传统的布袋信号调节功能的可编程增益放大器电路，完全等同于一个传统的可编程增益放大器电路，并不会带来任何不利影响。
以上所述仅为本发明的优选实施例，所述实施例并非用于限制本发明的专利保护范围，因此凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化，同理均应包含在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (9)

1.一种可调节信号且可编程的增益放大器电路，其特征在于，包括：运算放大器(OTA)、输入端(VIN)、输出端(VOUT)、采样电容(Cs)、反馈电容(Cf)、第一开关(S1)、第二开关(S2)和第三开关(S1D)，其中，反馈电容(Cf)的一端与采样电容(Cs)连接，另一端与第二开关(S2)、第三开关(S1D)的一端连接，第二开关(S2)的另一端连接输出端(VOUT)，第三开关(S1D)的另一端连接参考电压(Vos)；第一开关(S1)的一端连接采样电容(Cs)，另一端连接输出端(VOUT)；运算放大器(OTA)的反向输入端连接采样电容(Cs)，正向输入端连接共模电压(VCM)，另一端连接输出端(VOUT)。
2.根据权利要求1所述的一种可调节信号且可编程的增益放大器电路，其特征在于，所述运算放大器(OTA)采用五管运算放大器。
3.根据权利要求1或2所述的一种可调节信号且可编程的增益放大器电路，其特征在于，所述运算放大器的电路结构具体包括：第一NMOS管、第二NMOS关、第三PMOS管、第四PMOS管和尾电流NMOS管；其中，第四PMOS管的源极和第三PMOS管的源极均接电源；第四PMOS管的栅极和第三PMOS管的栅极相连且共同与第三PMOS管的漏极和第一NMOS管的漏极相连接；第四PMOS管的漏极与第二NMOS管的漏极相连且共同连接至输出端(VOUT)；第二NMOS管的源极和第一NMOS管的源极相连接且共同连接至尾电流NMOS管的漏极；第二NMOS管的栅极接反向输入端(VN)；第一NMOS管的栅极接共模电压(VCM)，尾电流NMOS管的栅极连接偏置电压(VB)，尾电流NMOS管的源极接地。
4.根据权利要求3所述的一种可调节信号且可编程的增益放大器电路，其特征在于，所述运算放大器的电路中第一NMOS管、第二NMOS关、第三PMOS管、第四PMOS管和尾电流NMOS管的源极和漏极可以互换。
5.根据权利要求1所述的一种可调节信号且可编程的增益放大器电路，其特征在于，增益放大器电路中的反馈系数β＝Cf’/(Cs’+Cf’)，其中，Cs’为采样电容的电容值，Cf’为反馈电容的电容值。
6.根据权利要求1所述的一种可调节信号且可编程的增益放大器电路，其特征在于，所述第二开关(S2)和第三开关(S1D)由单向导通晶体管来实现。
7.根据权利要求1所述的一种可调节信号且可编程的增益放大器电路，其特征在于，所述第二开关(S2)和第三开关(S1D)为单刀开关。
8.一种可调节信号且可编程的增益放大器电路的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S01：第一开关(S1)和第三开关(S1D)处于导通状态，第二开关(S2)断开，此时，输出端(VOUT)电压值为运算放大器反向输入端电压VN’，输入端(VIN)此时电压值为VIN1’，第二开关(S2)和第三开关(S1D)连接处的电压值为Vos’；
S02：第一开(S1)和第三开关(S1D)相继断开，然后第二开关(S2)导通，此时输出端(VOUT)电压值为Vos’；
S03：输入端(VIN)电压值由VIN1’变为VIN2’，此时输出端(VOUT)电压值为ΔVIN’与Vos’之和，其中，ΔVIN’＝(VIN2’-VIN1’)*Cs’/Cf’，Cs’为采样电容的电容值，Cf’为反馈电容的电容值；
S04：对步骤S03中的输出端(VOUT)电压值和步骤S01中的输出端(VOUT)电压值求差，即：ΔVOUT’＝ΔVIN’+Vos’-VN’，其中，Vos’-VN’为对输出信号的调节项。
9.一种可调节信号且可编程的增益放大器电路的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S01：第一开关(S1)和第三开关(S1D)处于导通状态，第二开关(S2)断开，此时，输出端(VOUT)电压值为运算放大器反向输入端电压VN’，输入端(VIN)此时电压值为VIN1’，第二开关(S2)和第三开关(S1D)连接处的电压值为Vos’；
S02：第一开挂和第三开关相继断开，然后第二开关导通，此时输出端(VOUT)电压值为Vos’；
S03：输入端(VIN)电压值由VIN1’变为VIN2’，此时输出端(VOUT)电压值为ΔVIN’与Vos’之和，其中，ΔVIN’＝(VIN2’-VIN1’)*Cs’/Cf’，Cs’为采样电容的电容值，Cf’为反馈电容的电容值；
S04：对步骤S03中的输出端(VOUT)电压值和步骤S02中的输出端(VOUT)电压值求差，即：ΔVOUT’＝ΔVIN’。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110120806A (zh) * 2019-06-24 2019-08-13 上海菲戈恩微电子科技有限公司 一种开关电容积分器失调电压消除电路及其消除方法
CN111263090A (zh) * 2020-03-02 2020-06-09 上海集成电路研发中心有限公司 读出电路结构及其工作时序控制方法
CN111510090A (zh) * 2020-05-19 2020-08-07 成都微光集电科技有限公司 一种高压摆率和宽输出范围的运算放大器
CN114339093A (zh) * 2021-12-31 2022-04-12 重庆电子工程职业学院 一种用于图像传感器的可编程器增益放大器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030201824A1 (en) * 2002-04-16 2003-10-30 M.C. Ramesh Method and apparatus for exponential gain variations with a linearly varying input code
CN101132177A (zh) * 2006-08-24 2008-02-27 凌阳科技股份有限公司 可编程增益放大器
CN101986559A (zh) * 2009-07-29 2011-03-16 比亚迪股份有限公司 一种模拟信号处理电路
CN106534729A (zh) * 2016-11-11 2017-03-22 中国电子科技集团公司第四十四研究所 可编程器增益放大器及降低列固定模式噪声方法
CN106712730A (zh) * 2016-11-30 2017-05-24 上海集成电路研发中心有限公司 一种可调节信号且可编程的增益放大器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030201824A1 (en) * 2002-04-16 2003-10-30 M.C. Ramesh Method and apparatus for exponential gain variations with a linearly varying input code
CN101132177A (zh) * 2006-08-24 2008-02-27 凌阳科技股份有限公司 可编程增益放大器
CN101986559A (zh) * 2009-07-29 2011-03-16 比亚迪股份有限公司 一种模拟信号处理电路
CN106534729A (zh) * 2016-11-11 2017-03-22 中国电子科技集团公司第四十四研究所 可编程器增益放大器及降低列固定模式噪声方法
CN106712730A (zh) * 2016-11-30 2017-05-24 上海集成电路研发中心有限公司 一种可调节信号且可编程的增益放大器

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110120806A (zh) * 2019-06-24 2019-08-13 上海菲戈恩微电子科技有限公司 一种开关电容积分器失调电压消除电路及其消除方法
CN111263090A (zh) * 2020-03-02 2020-06-09 上海集成电路研发中心有限公司 读出电路结构及其工作时序控制方法
CN111263090B (zh) * 2020-03-02 2022-02-22 上海集成电路研发中心有限公司 读出电路结构及其工作时序控制方法
CN111510090A (zh) * 2020-05-19 2020-08-07 成都微光集电科技有限公司 一种高压摆率和宽输出范围的运算放大器
CN111510090B (zh) * 2020-05-19 2023-03-31 成都微光集电科技有限公司 一种高压摆率和宽输出范围的运算放大器
CN114339093A (zh) * 2021-12-31 2022-04-12 重庆电子工程职业学院 一种用于图像传感器的可编程器增益放大器

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