CN101471665A - 采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，该模数转换器由一个flash结构和至少一个组合流水级构成，所述flash结构作为最后一级流水级，所述组合流水级包括第一流水级和第二流水级，所述第一流水级由第一级子放大器A1、第二级子放大器A2和第三级子放大器A3依次串联构成，所述第二流水级由第二级子放大器A2、第三级子放大器A3和第四级子放大器A4依次串联构成，所述第一流水级和第二流水级共用第二级子放大器A2和第三级子放大器A3。利用本发明，降低了放大器及***的功耗，减少了设计复杂度和动态性能。

Description

采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路

技术领域

本发明涉及流水线模数转换器电路技术领域，特别是一种低压低功耗的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路。

背景技术

在过去的二十年里，我国的经济增长率高达9.7％，而能源消耗增长率为4.6％，远低于经济增长的速度。今后几年经济仍将保持快速上升的势头，能源需求也将持续上升。而随着对因能源使用而导致的局部地区乃至全球环境问题认识程度的逐渐加深，中国面临的环境压力也原来越大。

2005年12月30日颁布的《国家中长期科学和技术发展规划纲要》阐述了我国高新行业和能源行业发展的目标，在今后经济发展和技术进步的同时，要处处体现节能优先的原则。按照中国科学院***院长提出的，到2040年能源消费必须做到零增长，中国国民经济的发展和人民生活水平的提高则只能走高效利用能源的节能型之路。

深亚微米集成电路工艺和手持移动设备产业的飞速发展带来了全球电子市场的空前繁荣。手持移动设备包括手持通信娱乐以及便携式医疗器械等等，具有相当广阔的市场潜力和发展前景。更强功能、更长工作时间的产品将会在市场中占得先机，因此，高性能低功耗的数字和模拟电路设计正成为目前研究的热点之一。但是，高速高性能模数转换器正成为制约***性能的瓶颈之一。

作为射频/中频电路与数字电路的接口，模数转换器承担将模拟信号转换成数字信号再进入基带电路进行进一步的处理的任务，其性能优劣直接决定***的性能高低。因此设计高性能的模数转换器早已成为国内外IC设计公司的主打产品和研究院所的热点课题之一。

在目前一些应用环境和标准中所需的模数转换器分辨率和转换速率要求中，热门的高清电视技术所需的模数转换器需要8至10位、转换速率在50至75MS/sec。

传统的高性能模数转换器一般采用BiCMOS工艺或者更为优良的GaAs工艺，达到高性能的同时带来了芯片成本的急剧上升。而目前无线通信产业的发展急需更低功耗的电路和芯片来达到更好的性能。

随着CMOS工艺器件特征尺寸的递减使电路在更高的工作频率上达到更低的功耗，这使得采用CMOS工艺来实现高性能低功耗的模数转换器成为可能。同时，由于数字电路更适合采用CMOS工艺来实现，这样出于成本、面积、封装、功耗等的考虑，将数字电路和模拟/射频电路集成在同一块芯片中，即所谓的“SOC”已成为将来的趋势之一。

但是CMOS工艺器件特征尺寸的递减使得芯片的工作电源电压越来越低，这样对模拟电路的设计提出了严峻的挑战。根据国际半导体工业协会(Semiconductor Industry Association，SIA)做出的预测，2007年低功耗芯片的电源电压将低至0.8V。目前相当多的经典电路结构将无法工作在该电源电压下，与此同时更多的适用于低电源电压下的电路结构也将不断涌现。

CMOS工艺器件特征尺寸的递减使得电路在更高的工作频率下达到更低的功耗成为可能。但目前的低功耗设计存在着以下几个难点：首先，当电源电压降低到3V甚至更低时，为了维持电路的性能不变，电路的工作电流也必须相应的保持不变(甚至更大)，同时为了抑制热噪声的影响，大的负载电容不可或缺，这使得工作频率的提升十分困难，因此低功耗设计绝不是按比例降低电路工作电压和器件尺寸；其次，目前流行的许多经典的或者通过相关技术加以改进的电路结构都不再适用于低电源电压下。举例如，当电源电压为5V或者3.3V下，采用单管作为开关可以很好的应用在开关电容电路中，而当电源电压降低至1.8V下，可以采用倍压技术来提高开关管的控制电压，减小开关的导通电阻；当电压降至1V时，由于击穿电压和工作寿命的考虑，倍压技术也受到了限制，这样电路的性能受到了很大的影响，单管开关电路也因此被淘汰。这些限制都给低功耗模数转换器的设计带来了相当大的困难。

流水线模数转换器可以在高性能和低功耗中达到一个很好的折衷，适合于中/高速和高精度模数转换器应用场合中。目前高达14位的未经校准的流水线模数转换器已有报道，而采用时间交错方式的流水线模数转换器达到了11位1Gs/s的转换速度。在模数转换器中，由MDAC产生的余数精度主要依赖于运算放大器的建立精度以及MDAC的电容匹配精度，而运算放大器的功耗则决定了模数转换器的整体功耗，尤其是对于高分辨率和高线性度的流水线模数转换器而言，运算放大器的功耗成为了主宰。

目前已有很多文献涉及到相关技术来减小流水线模数转换器的功耗。降低电源电压可以直接降低电路功耗，但随之而来的是信号摆幅的降低，为了抑制热噪声，采样电容也必须随之增大，从而必须增大电路电流来保持相同的性能。

模数转换器的功耗主要来自于运算放大器。在一般的流水线模数转换器中，其中的每一级产生数字粗码和提供给下一级的重建余数信号。一般的流水线结构采用电容阵列MDAC来完成除产生数字粗码之外的所有功能，包括相减和精确倍乘。每一级的工作原理简述如下：在采样阶段，输入信号被采样保持，与参考电平进行比较输出数字粗码，而在放大阶段，输入信号与MDAC产生的重建信号相减，再经过精确倍乘输出到下一级。为了实现数字冗余校正来克服比较器和运算放大器失调等非理想因素的限制，该精确倍乘的增益只有理想情形下的一半。因此，运算放大器只在放大阶段工作，而在采样阶段为空闲状态，因此可以在采样阶段与另一级放大阶段的运算放大器共享来减小运算放大器功耗。

运算放大器共享技术的基本原理是共享流水线中不同级中的运算放大器电路，使得该电路在不同的阶段保持工作状态。在采样阶段，由于该级的运算放大器未被使用，该电路的输入节点与级内的采样电容断开，同时该节点与处于放大状态的另一级电容阵列相连，来完成其相减和精确倍乘的功能。这样在不同的时钟相位内，两个不同的流水级只采用了一个放大器来完成余数放大功能。这样放大器的数目减半，同时减小了整个电路的功耗的面积。值得注意的是，因为放大器在采样和放大阶段都保持工作状态，因此放大器的输入点没有被置位归零，这就意味着放大器的输入失调电压同时由上一次的余数电压和1/f噪声决定。

除此之外，运算放大器复用技术已被提出，该技术通过将两个独立的放大器层叠来实现，这两个独立的放大器共用同一个尾电流源，该技术解决了运算放大器共享技术中输入节点置位问题以及开关放大器技术中额外延时的问题，同时只增加了较小的功耗和面积，该技术存在如下的问题，由于放大器的输出节点被不同的流水级所共享，因此输出节点未被置位归零，使得余数倍乘放大的建立时间相应增加。

由于在流水线模数转换器中输入模拟信号到该信号转换成数字信号存在一个延时，实际上，流水线模数转换器即是牺牲该延时来同时获得高性能和低功耗，而该延时在很多应用中往往没有性能和功耗那么重要。跨导放大器是流水线模数转换器中不可或缺的模块。随着CMOS工艺的更新，电源电压和晶体管特征尺寸的减小使得放大器的设计越来越复杂。目前广为采用的套筒结构跨导放大器可以很容易得到非常高的输出阻抗并且设计难度小；当电源电压降低，可以利用的电压裕度越来越小时，折叠结构得到了更广泛的应用；而当电压低于2V时，这两种结构的电路性能下降甚至不能工作。而多级跨导放大器采用多级增益级来提高放大器的直流增益，但每级的输出电阻和电容都会带来极点从而影响电路的稳定性，因此多级跨导放大器往往采用了各种复杂的补偿技术来提高***的稳定，对设计的要求越来越高。

在模数转换器中采用多级放大器实际上是在维持性能不变的情形下牺牲功耗来达到更低的工作电压，这一点是许多移动通信应用环境中不希望看到的，因为更高的功耗即意味着更少的工作时间。而在低功耗流水线模数转换器中，采用放大器复用的技术已经证明可以极大的降低***功耗，但与此同时，为了使得放大器能够被多级流水线复用，为了控制复杂的时序和电路结构，过多的开关带来了大量的电荷注入噪声和时钟馈通效应。

除此之外，传统的亮相时钟控制放大器放大和复位(或者自归零)交替进行，而在放大器复用结构中，放大器要承担两级流水线结构的放大任务，使得复位或者自归零无法进行，大大降低了其放大阶段的建立时间性能。

因此，本设计提出放大器部分复用的技术来解决上述问题，相比传统的放大器复用技术，该设计采用较为简单的拓扑结构，大大减少了开关的数目，同时可以利用闲置状态的放大器进行失调消除或者输出电压归零，提高了***的性能。

发明内容

(一)要解决的技术问题

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，以降低放大器及***的功耗，减少设计复杂度和动态性能。

(二)技术方案

为了达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，该模数转换器由一个flash结构和至少一个组合流水级构成，所述flash结构作为最后一级流水级，所述组合流水级包括第一流水级和第二流水级，所述第一流水级由第一级子放大器A1、第二级子放大器A2和第三级子放大器A3依次串联构成，所述第二流水级由第二级子放大器A2、第三级子放大器A3和第四级子放大器A4依次串联构成，所述第一流水级和第二流水级共用第二级子放大器A2和第三级子放大器A3。

上述方案中，所述第二级子放大器A2和第三级子放大器A3为复用电路，被第一流水级和第二流水级在不同的阶段用于放大功能。

上述方案中，所述第一级子放大器A1在不工作时用来自归零，消除失调电压的影响。

上述方案中，所述第四级子放大器A4在不工作时用来将输出电压归零，降低输出摆幅，减小放大阶段的建立时间。

上述方案中，所述由第一级子放大器A1、第二级子放大器A2和第三级子放大器A3依次串联构成的第一流水级，采用消零电阻补偿的网络米勒电容补偿技术NMCNR实现流水线模数转换器的运放设计。

上述方案中，所述由第二级子放大器A2、第三级子放大器A3和第四级子放大器A4依次串联构成的第二流水级，采用翻转消零电阻补偿的网络密勒电容补偿技术RNMCNR实现流水线模数转换器的运放设计。

上述方案中，所述第一流水级和第二流水级同时采用消零电阻补偿的网络米勒电容补偿技术NMCNR和翻转消零电阻补偿的网络密勒电容补偿技术RNMCNR交错切换技术。

上述方案中，当所述第一流水级处在放大阶段时，第一级子放大器A1、第二级子放大器A2和第三级子放大器A3组成多级跨导放大器完成精确放大功能，第四级子放大器A4出于节省功耗的考虑将其关闭；此时所述第二流水级处在采样阶段，将上一时钟周期所处理的信号保存到采样电容上；当所述第一流水级放大阶段结束开始采样阶段时，所述第二流水级开始放大阶段，第二级子放大器A2、第三级子放大器A3和第四级子放大器A4完成第二级流水级输入信号的放大任务，而此时第一级子放大器A1进行自归零操作，将第一级子放大器A1的失调电压储存在放大器的输入电容上。

(三)有益效果

从上述技术方案可以看出，本发明具有以下有益效果：

1、本发明提供的这种采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，通过共用多级放大器中的部分子电路，将运算放大器的数量降低为传统的三分之二，降低了***的功耗，同时采用消零电阻补偿的网络米勒电容补偿技术(NMCNR)和翻转消零电阻补偿的网络密勒电容补偿技术(RNMCNR)交错切换技术，减少了设计复杂度和动态性能。

2、本发明提供的这种采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，在继承传统复用技术的优点同时，还对放大器的输出点进行勒归零处理，减少了电路的建立时间，降低了放大器的功耗。

3、本发明提供的这种采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，采用多级放大器电路使得单级电路的增益和带宽要求大大降低，简化了子放大器电路的设计，以上技术使得流水线模数转换器可以工作在较低的电源电压。

4、本发明提供的这种采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，采用多级放大器部分复用技术新颖的流水线模数转换器结构，适合于未来CMOS工艺所必须的低电源电压，有着广阔的应用前景。

5、本发明提供的这种采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，利用多级放大器各个子模块的重组，在灵活的提供流水线模数转换器采样—放大功能模块之外，该技术可以最小化放大器复用所增加的额外开关数目，大大降低了开关所带来的性能下降；同时利用复用之外的放大器使得模数转换器的MDAC模块可以方便的进行失调自归零和输出缓冲器动态操作。

附图说明

图1是本发明提供的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路的结构示意图；

图2是依照本发明实施例的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路的结构示意图；

图3是图2中组合流水级的结构示意图；

图4是本发明提供的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路在第一阶段的时序调度图；

图5是本发明提供的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路在第二阶段的时序调度图；

图6是多级放大器部分复用技术中需要两种不同的补偿结构的示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

本发明提供的采用多级放大器部分复用技术的流水线模数转换器结构，适合于将来CMOS工艺所必须的低电源电压，有着广阔的应用前景。此外，该技术利用多级放大器各个子模块的重组，在灵活的提供流水线模数转换器采样—放大功能模块之外，该技术可以最小化放大器复用所增加的额外开关数目，这样大大降低了开关所带来的性能下降。同时利用复用之外的放大器使得模数转换器的MDAC模块，可以方便的进行失调自归零和输出缓冲器动态操作。

如图1所示，图1是本发明提供的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路的结构示意图，该模数转换器由一个flash结构和至少一个组合流水级构成。所述flash结构作为最后一级流水级。所述组合流水级包括第一流水级和第二流水级，所述第一流水级由第一级子放大器A1、第二级子放大器A2和第三级子放大器A3依次串联构成，所述第二流水级由第二级子放大器A2、第三级子放大器A3和第四级子放大器A4依次串联构成。第一流水级和第二流水级的结构可参照图3。

所述第一流水级和第二流水级共用第二级子放大器A2和第三级子放大器A3。所述第二级子放大器A2和第三级子放大器A3为复用电路，被第一流水级和第二流水级在不同的阶段用于放大功能。当第一级子放大器A1在不工作时用来自归零，消除失调电压的影响。当第四级子放大器A4在不工作时用来将输出电压归零，降低输出摆幅，减小放大阶段的建立时间，并提高性能和减小功耗。

所述由第一级子放大器A1、第二级子放大器A2和第三级子放大器A3依次串联构成的第一流水级，采用消零电阻补偿的网络米勒电容补偿技术(NMCNR)实现流水线模数转换器的运放设计。所述由第二级子放大器A2、第三级子放大器A3和第四级子放大器A4依次串联构成的第二流水级，采用翻转消零电阻补偿的网络密勒电容补偿技术(RNMCNR)实现流水线模数转换器的运放设计。所述第一流水级和第二流水级同时采用消零电阻补偿的网络米勒电容补偿技术(NMCNR)和翻转消零电阻补偿的网络密勒电容补偿技术(RNMCNR)交错切换技术。

当所述第一流水级处在放大阶段时，第一级子放大器A1、第二级子放大器A2和第三级子放大器A3组成多级跨导放大器完成精确放大功能，第四级子放大器A4出于节省功耗的考虑将其关闭；此时所述第二流水级处在采样阶段，将上一时钟周期所处理的信号保存到采样电容上。

当所述第一流水级放大阶段结束开始采样阶段时，所述第二流水级开始放大阶段，第二级子放大器A2、第三级子放大器A3和第四级子放大器A4完成第二级流水级输入信号的放大任务，而此时第一级子放大器A1进行自归零操作，将第一级子放大器A1的失调电压储存在放大器的输入电容上。

以10bit，40Ms/s流水线模数转换器为例，该结构模数转换器如图2所示，图2是依照本发明实施例的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路的结构示意图。该模数转换器共分五级，其中前四级为每级2.5bit，最后一级为2bit的flash结构。

传统的放大器复用是在相邻的两级之间共用单独的一个放大器，为了使得放大器能够在不同的级间复用，必须要采用复杂的时序控制来调度，这样增加了大量的开关，使得***性能下降。

而在图2所述的流水线模数转换器中，放大器总共由四级子放大器A1、A2、A3和A4组成(如图3所示)，其中中间两级A2和A3为复用电路，被前后两级在不同的阶段用于放大功能，而第一级子放大器A1不工作的时候可以用来自归零，消除失调电压的影响，最后一级子放大器A4不工作的时候可以用来将输出电压归零，这样使得输出摆幅降低了一半，减小了放大阶段的建立时间，提高性能的同时减小了功耗。

再参照图3，实线框所示的为第一流水级放大阶段所需的多级跨导放大器，虚线框所示为第二流水级放大阶段所需的多级跨导放大器。当第一流水级处在放大阶段时，放大器A1、A2和A3组成多级跨导放大器来完成精确放大功能，A4出于节省功耗的考虑将其关闭，此时第二流水级处在采样阶段，它将上一时钟周期所处理的信号保存在采样电容上；当第一流水级放大阶段结束开始采样阶段时，第二流水级开始放大阶段，放大器A2、A3和A4来完成第二级流水级输入信号的放大任务，而此时放大器A1进行自归零操作，将放大器A1的失调电压储存在放大器的输入电容上，由于级联放大器的总失调电压主要由第一级放大器的失调电压所决定，因此下一时钟周期第一流水级利用放大器A1、A2和A3完成放大操作时的失调电压得以消除。

该技术可以应用于单通道和双通道结构。以双通道为例，第一个通道的前一级采样的同时后一级放大，而第二个通道与之相同，采用不交叠双相时钟来控制电路时序，共分两个阶段，第一阶段具体时序调度可以见图4。

在第一阶段，上级(即图中上半部分)左边的电容采样第一个输入值V1，n，右边的电容则用于放大V2，n，采样的时候A1可以用来自归零，也可以关闭来节省功耗，而A2、A3和A4则组成了NMCNR(Nested Miller Compensation with Nulling Resistor)的三级跨导放大器，用来将信号放大，放大的信号则被下级(即图中下半部分)左边的电容采样；而此时下级的A2、A3和A4组成放大器放大上一时序送来的信号V1，n-1。

第二阶段具体时序调度可以见图5。在第二阶段，上级(即图中上半部分)右边的电容采样第二个输入值的下一个值V2，n+1，此时放大器的输入左边的电容则用于放大V1，n，此时A4可以用来输出归零，也可以关闭来节省功耗，而A1、A2和A3则组成了NMCNR三级跨导放大器，用来将信号放大，放大的信号则被下级(即图中下半部分)右边的电容采样；而此时下级的A1、A2和A3组成放大器放大上一时序送来的信号V1’，n。

本发明采用不同的CMCNR多级放大器结构来实现高增益放大器。在所述的多级放大器部分复用技术中需要两种不同的补偿结构，如图6所示。

经过推导，这两种结构的三级放大器具有相似的传输函数表达式。以左边的放大器结构为例，推导出传输函数表达式如下：

$A_v\left(s\right)=\frac{g_m^2{g}_{\mathrm{mt}}{R}^2{R}_t\{1+s[C_{m1}{R}_m+C_{m2}(R_m-\frac{1}{g_{\mathrm{mt}}})]+s^2\frac{C_{m1}{C}_{m2}(g_{\mathrm{mt}}{R}_m-1)}{g_m{g}_{\mathrm{mt}}}\}}{(1+{\mathrm{sC}}_{m1}{g}_m{g}_{\mathrm{mt}}{R}^2{R}_t)[1+s\frac{C_{m2}(g_{\mathrm{mt}}-g_m)}{g_m{g}_{\mathrm{mt}}}+s^2\frac{C_L{C}_{m2}(1-g_m{R}_m)}{g_m{g}_{\mathrm{mt}}}]}---\left(1\right)$

其中gm为第一级和第二级子放大器的跨导，R为输出阻抗，gmt为第三级子放大器的跨导，Rt为输出阻抗，C1为输出阻抗，Cm1和Cm2为密勒补偿电容，Rm为消零补偿电阻。

我们定义kg＝gm/gmt，并且设置Rm＝1/gmt，Cm1＝4*kg*CL，Cm1＝2*kg/(1-kg)*CL，则上式可以化简为：

$A_v\left(s\right)=\frac{g_m^2{g}_{\mathrm{mt}}{R}^2{R}_t(1+s\frac{C_{m1}}{g_{\mathrm{mt}}})}{(1+{\mathrm{sC}}_{m1}{g}_m{g}_{\mathrm{mt}}{R}^2{R}_t)[1+s\frac{C_{m2}(1-\mathrm{kg})}{g_m}+s^2\frac{C_L{C}_{m2}(1-\mathrm{kg})}{g_m{g}_{\mathrm{mt}}}]}---\left(2\right)$

此时非主极点为：

p_2，3＝(g_mt/2(1-kg)C_L)±j(g_mt/2(1-kg)C_L)   (3)

单位增益带宽为：

GBW＝1/4(g_mt/C_L)                         (4)

考虑到左半平面零点，则该放大器的相位裕度一般大于60度。同理可以推出上图右边电路结构的表达式类似上述。值得引起注意的是gmt在左边结构中为第三级而在右边结构中则为第二级，这个问题可以通过调整放大器的尾电流源来解决。

至此，可以理解，本发明提供的采用多级放大器部分复用技术新颖的流水线模数转换器结构，适合于未来CMOS工艺所必须的低电源电压，有着广阔的应用前景。此外，该技术利用多级放大器各个子模块的重组，在灵活的提供流水线模数转换器采样—放大功能模块之外，该技术可以最小化放大器复用所增加的额外开关数目，这样大大降低了开关所带来的性能下降；同时利用复用之外的放大器使得模数转换器的MDAC模块可以方便的进行失调自归零和输出缓冲器动态操作。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1、一种采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，其特征在于，该模数转换器由一个flash结构和至少一个组合流水级构成，所述flash结构作为最后一级流水级，所述组合流水级包括第一流水级和第二流水级，所述第一流水级由第一级子放大器A1、第二级子放大器A2和第三级子放大器A3依次串联构成，所述第二流水级由第二级子放大器A2、第三级子放大器A3和第四级子放大器A4依次串联构成，所述第一流水级和第二流水级共用第二级子放大器A2和第三级子放大器A3。

2、根据权利要求1所述的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，其特征在于，所述第二级子放大器A2和第三级子放大器A3为复用电路，被第一流水级和第二流水级在不同的阶段用于放大功能。

3、根据权利要求1所述的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，其特征在于，所述第一级子放大器A1在不工作时用来自归零，消除失调电压的影响。

4、根据权利要求1所述的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，其特征在于，所述第四级子放大器A4在不工作时用来将输出电压归零，降低输出摆幅，减小放大阶段的建立时间。

5、根据权利要求1所述的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，其特征在于，所述由第一级子放大器A1、第二级子放大器A2和第三级子放大器A3依次串联构成的第一流水级，采用消零电阻补偿的网络米勒电容补偿技术NMCNR实现流水线模数转换器的运放设计。

6、根据权利要求1所述的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，其特征在于，所述由第二级子放大器A2、第三级子放大器A3和第四级子放大器A4依次串联构成的第二流水级，采用翻转消零电阻补偿的网络密勒电容补偿技术RNMCNR实现流水线模数转换器的运放设计。

7、根据权利要求1所述的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，其特征在于，所述第一流水级和第二流水级同时采用消零电阻补偿的网络米勒电容补偿技术NMCNR和翻转消零电阻补偿的网络密勒电容补偿技术RNMCNR交错切换技术。

8、根据权利要求1所述的采用多级放大器部分复用技术的模数转换器电路，其特征在于，

当所述第一流水级处在放大阶段时，第一级子放大器A1、第二级子放大器A2和第三级子放大器A3组成多级跨导放大器完成精确放大功能，第四级子放大器A4出于节省功耗的考虑将其关闭；此时所述第二流水级处在采样阶段，将上一时钟周期所处理的信号保存到采样电容上；

当所述第一流水级放大阶段结束开始采样阶段时，所述第二流水级开始放大阶段，第二级子放大器A2、第三级子放大器A3和第四级子放大器A4完成第二级流水级输入信号的放大任务，而此时第一级子放大器A1进行自归零操作，将第一级子放大器A1的失调电压储存在放大器的输入电容上。

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