JP6115026B2

JP6115026B2 - 誘導加熱電源装置

Info

Publication number: JP6115026B2
Application number: JP2012118273A
Authority: JP
Inventors: 三浦　敏栄; 敏栄三浦
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2012-05-24
Filing date: 2012-05-24
Publication date: 2017-04-19
Anticipated expiration: 2032-05-24
Also published as: JP2013247723A

Description

本発明は、ＭＥＲＳ（Magnetic Energy Recovery Switch、磁気エネルギー回生スイッチ）を用いた誘導加熱電源装置に関する。

図４に、背景技術を説明するためのＭＥＲＳの回路図を、図２にその動作を説明する波形図を示す。ＭＥＲＳの回路は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧形素子とダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ（ここではＩＧＢＴ）５１と５２とを直列接続した回路と、同様に半導体スイッチ（ここではＩＧＢＴ）５３と５４を直列接続した回路と、コンデンサ６とを並列接続した回路で構成され、その出力は直列接続した半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）の直列接続点で、誘導加熱負荷のコイル７と被加熱物の損失を表わす抵抗８に接続される。また、入力は、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）を直列接続した回路２回路とコンデンサ６を並列接続した回路の両端で、リアクトル２を介して直流電源１に接続される。以下、半導体スイッチはＩＧＢＴとして説明する。

このような構成における動作を図２に基づいて説明する。コンデンサ６とコイル７の共振動作により出力電流Ｉｏの極性を切替える方式である。期間Ａでは、出力電流Ｉｏの初期値は負であり、ＩＧＢＴ５１、５４をオンさせても電流はＩＧＢＴ５１、５４に逆並列接続されたダイオードに流れているが、コイル７に蓄積されたエネルギーによりコンデンサ６を充電しているため、出力電流Ｉｏは負から零に減少していく。その後、共振動作により極性が反転した後は、ＩＧＢＴ５１と５４がオンであるため、ＩＧＢＴに電流が切替わり、コンデンサ６に蓄積されたエネルギーにより出力電流Ｉｏは零から正へ増加し、コンデンサ６の電荷は放電され、再びコイル７にエネルギーが移行する。

コンデンサ６の電圧ＶＤＣ≒０になると、期間Ｂになる。コイル７に蓄積されたエネルギーによるコンデンサ６を充電する経路が無いため、出力電流Ｉｏは還流する。還流の経路はコイル７と抵抗８に流れているＩｏが、ＩＧＢＴ５３のダイオードとＩＧＢＴ５１の経路、及びＩＧＢＴ５４とＩＧＢＴ５２のダイオードの経路に分流する。この電流は抵抗８などによる損失により、徐々に減少する。

所望の周波数に応じて、ＩＧＢＴ５１と５４をオフすると、期間Ｃとなる。出力電流Ｉｏは、ＩＧＢＴ５２と５３のダイオードに全て流れ、コイル７に蓄積されたエネルギーにより再びコンデンサ６を充電し、以後、同様の動作を繰り返す。ここで、出力電圧ＶｏにはＩＧＢＴ５１と５４が導通している時はコンデンサ６の電圧ＶＤＣが表れ、ＩＧＢＴ５２と５３が導通している時は〔−ＶＤＣ〕となる。また、リアクトル２の電流ＩＤＣは、ほぼ一定で流れ続けており、各部の電流に重畳している。

時点Ｄ以降は、負荷の短絡が生じた場合を表わしている。時点ＤのＶｏが最大の時点で、コイル７に短絡（この場合は一部短絡）が生じると、コンデンサ６に蓄積されているエネルギーが、通常運転をしている時のコイル７のインダクタンスよりも減少した短絡の生じていないコイルに移動して電流が流れる。この時、通常の運転をしている時よりも出力電流Ｉｏが増加し、過大な電流となる。

これを検出し、出力電流Ｉｏが設定値以上となった時にＩＧＢＴを保護するため、時点Ｅで全てのＩＧＢＴ５１〜５４をオフする。この時点は、コンデンサ６の電圧ＶＤＣ≒０となった時のタイミングと同じである。これにより、ＩＧＢＴ５１と５４に流れていた電流は、ＩＧＢＴ５２と５３の逆並列接続されたダイオードに転流して、コイル７に蓄積されたエネルギーにより再びコンデンサ６を充電し、出力電流Ｉｏは減少する。

時点Ｆで出力電流Ｉｏが零になると、それ以降はコンデンサ６の電荷を放電し、電流を流す経路が無いため、負荷に電流は流れない。
一方、リアクトルの電流ＩＤＣは流れ続けており、コンデンサ６を充電し続ける。直流電源１をサイリスタを用いたフルブリッジ回路で構成し、位相制御で出力電圧を逆極性にすることによって、リアクトル２の電流ＩＤＣを減少させる操作を行うが、リアクトル２に蓄積されたエネルギーが大であるときや、例として示したサイリスタコンバータ等の直流電圧源１の応答によっては、遅れが生じ点線のようにリアクトルの電流ＩＤＣが流れ続け、コンデンサ６の電圧ＶＤＣが過大となり、コンデンサ６及びＩＧＢＴ５１〜５４の耐圧を超える場合がある。

特許文献１には、回路定数例として、ＬＤＣ（２）＝２０ｍＨ、Ｃ（６）＝１６μＦ、Ｌ（７）＝１００μＨ、Ｒ（８）＝５０ｍΩ、Ｖｏ＝６０００Ｖヒ゜ーク、Ｉｏ＝３０００Ａヒ゜ーク、ｆ＝１０００Ｈｚ、Ｐ＝３００ｋＷ、ＩＤＣ＝３００Ａ、とした時の保護方法の記載があるが、リアクトル２の電流ＩＤＣが小さい場合で、またコンデンサ６の電荷を放電し終わり、コンデンサ６の電圧ＶＤＣが零となり、出力電流Ｉｏが減少して零になった後に全てのＩＧＢＴのゲート信号をオフする方法である。半導体素子（ＩＧＢＴ）の保護のために、過電流が生じた時点で、ゲート信号をオフすることの記載はない。

特開２０１１−１４７２９９号公報

解決しようとする課題は、誘導加熱負荷を接続したＭＥＲＳの保護回路技術に関し、負荷のコイル短絡等により全ての半導体スイッチのゲート信号をオフにした時に、直流電流が流れ続け、ＭＥＲＳのコンデンサが充電され続けて、半導体素子及びコンデンサに過電圧が印加され、破壊することを防止することである。

上述の課題を解決するために、この発明においては、正極と負極とを備えサイリスタを用いたブリッジ整流回路で構成した直流電源と、リアクトルと、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを直列接続した第１及び第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサと、ダイオードと半導体スイッチとを直列接続した第３の半導体スイッチ直列回路と、を備え、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路と前記コンデンサと前記第３の半導体スイッチ直列回路とを並列接続し、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点間に誘導加熱負荷を接続し、前記第３の半導体スイッチ直列回路内の半導体スイッチと並列に前記直流電源と前記リアクトルとの直列回路を接続する。

また、上記において、前記誘導加熱負荷が過電流となった際には、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路の全ての半導体スイッチをオフし、前記第３の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチをオンさせ、前記ブリッジ整流回路を前記リアクトルの電流が減少するように制御する。

本発明では、誘導加熱負荷を接続したＭＥＲＳに関し、負荷のコイル短絡等により全てのゲート信号をオフした時に、直流電源の出力に接続したリアクトルと、半導体スイッチを直列接続した回路を２回路とコンデンサを並列接続した回路の間に、追加した直流電源の正負間をリアクトルを介して短絡する短絡用スイッチをオンすることにより、直流電流をバイパスさせるため、コンデンサが充電されず、半導体スイッチ及びコンデンサが過電圧になることを防ぐことができる。

また、正電位又は負電位に追加されたダイオードにより、コンデンサから短絡スイッチに電流が流れ込むことを防ぐことができる。
この結果、保護の信頼性の向上及び部品の低耐圧化を図ることが可能となる。

本発明の第1の実施例を示す回路図である。本発明の第1の実施例の動作波形を示す。本発明の第２の実施例を示す回路図である。従来例を示す回路図である。

本発明の要点は、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを直列接続した第１及び第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサと、ダイオードと半導体スイッチを直列接続した第３の半導体スイッチ直列回路と、を並列接続し、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点間に誘導加熱負荷を接続し、前記第３の半導体スイッチ直列回路の直列接続点と直流電源との間にリクトルを接続した誘導加熱電源装置において、出力過電流時第１及び第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチを全てオフさせ、第３の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチをオンさせ、さらに直流電源をリアクトルの電流が低減するように制御する点である。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。ＩＧＢＴ５１と５２を直列接続した第1のＩＧＢＴ直列回路と、ＩＧＢＴ５３と５４を直列接続した第２のＩＧＢＴ直列回路と、コンデンサ６と、ダイオード４とＩＧＢＴ３を直列接続した第３の半導体スイッチ直列回路とが並列接続され、第1のＩＧＢＴ直列回路の直列接続点と第２のＩＧＢＴ直列回路の直列接続点との間にはコイル７と抵抗８の直列回路（誘導加熱負荷）が、ＩＧＢＴ３と並列にリアクトル２とサイリスタで構成された直流電源１が、各々接続された構成である。従来技術との違いは、出力にリアクトル２を接続した直流電源１と、ＩＧＢＴ５１〜５４で構成された回路との間に、直流電源１の正極Ｐと負極Ｎとの間をリアクトル２を介して短絡するためのＩＧＢＴ３と正極Ｐライン側にコンデンサ６の放電を抑制するダイオード４が接続されている点である。

動作波形図は、図２に示すように背景の技術と同様であるが、短絡用ＩＧＢＴ３を時点Ｇでオンすることにより、流れていたＩＤＣは、実線のようにＩＧＢＴ３に移行し、図中のＩｓとして流れる。このため、これ以降コンデンサ６が充電されることは無く、コンデンサ６の電圧ＶＤＣも実線のようになり、電圧上昇を抑制することができる。

また、ダイオード４は、短絡用ＩＧＢＴ３をオンした時、コンデンサ６から短絡用ＩＧＢＴ３に電流が流れることを防止するために接続されている。また、短絡用ＩＧＢＴ３には直流電源１から電流が流れ込むが、リアクトル２を介しての短絡であるため、電流が急峻に増加することは無い。このような状態で、直流電源１の出力電圧を逆極性にすることによって、リアクトル２を流れる直流電流を減少させ、電源全てを安全に停止させることができる。直流電源としてサイリスタ整流器を用いた場合、位相制御角αを９０度以上とすることにより、リアクトル２に逆電圧を印加することが可能で、電流を減少させて遮断することができる。サイリスタ整流器の制御については、刊行本「モータ制御のしくみと考え方」（１９８１年、オーム社）の４３ページなどに記載されている。また、直流電源として他の回路構成を使用する場合には極性を反転させることにより、リアクトル２の電流を減少させて遮断する。

図３に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、短絡用ＩＧＢＴ３とダイオード４の挿入位置である。実施例１では直流電源１の正極Ｐライン側にダイオード４が接続されていたが、第２の実施例では直流電源１の負極Ｎライン側に接続されている。この構成における動作は、実施例１と同じであり、負荷の過電流時にコンデンサ６の電圧を所定値以上に上昇させることなく、安全に回路を遮断させることが可能である。

尚、上記実施例には、直流電源と第３の半導体スイッチ直列回路の直列接続点との間にリアクトル２を挿入する例を示したが、リアクトル２は直流電源１と第３の半導体スイッチ直列回路内の半導体スイッチと直列に接続されておれば良いので、挿入位置は変更可能である。

本発明は、直流電源から共振動作により高周波の交流を作り出す回路における保護に関する提案であり、誘導加熱電源装置の他、スイッチング電源などへの適用が可能である。

１・・・直流電源２・・・リアクトル４・・・ダイオード
３、５１〜５４・・・ＩＧＢＴ６・・・コンデンサ
７・・・コイル８・・・抵抗

Claims

正極と負極とを備えサイリスタを用いたブリッジ整流回路で構成した直流電源と、リアクトルと、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを直列接続した第１及び第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサと、ダイオードと半導体スイッチとを直列接続した第３の半導体スイッチ直列回路と、を備え、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路と前記コンデンサと前記第３の半導体スイッチ直列回路とを並列接続し、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点間に誘導加熱負荷を接続し、前記第３の半導体スイッチ直列回路内の半導体スイッチと並列に前記直流電源と前記リアクトルとの直列回路を接続し、
前記誘導加熱負荷が過電流となった際には、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路の全ての半導体スイッチをオフし、前記第３の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチをオンさせ、前記ブリッジ整流回路を前記リアクトルの電流が減少するように制御することを特徴とする誘導加熱電源装置。