CN108964474B - 一种基于llc谐振变换器的三模态整流拓扑结构 - Google Patents

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Abstract

一种基于LLC谐振变换器的三模态整流拓扑结构，变压器一次侧包括4个MOSFET组成的全桥结构以及LLC谐振变换器，变换器包括谐振电感、谐振电容以及变压器励磁电感，在不采用高频驱动的情况下输入与输出侧在轻载与重载相互转换的同时实现半桥、全桥、负载与变压器脱离（空载）的相互转换，不使用高频驱动，减少电压纹波，全负载范围内控制母线电压，采用电流死区控制器达到电流均流的目的。变压器二次侧采用一种3模态可调节装置，变压器二次侧采用PWM控制器切换重载模式（全桥）、轻载模式（半桥）和空载模式，重载时采用全桥整流结构，轻载时采用半桥整流结构，实现重载向轻载平稳过渡、输出电压纹波最小化、同步切换一次完成、大大提高同步整流转换效率的目的。

Description

一种基于LLC谐振变换器的三模态整流拓扑结构
技术领域
本发明一种基于LLC谐振变换器的三模态整流拓扑结构，涉及电能变换领域。
背景技术
LLC变换器因其独有的拓扑特性，在开关电源中得到广泛应用，相对于传统的工频变压器，减轻重量、缩小体积、降低成本，同时提高电能质量。谐振技术作为实现软开关的优化方法，受到人们的普遍关注，谐振网络是其基本变换单元，发生谐振时，电路中的电流或电压周期性的降为零，从而开关管在零电流或零电压的情况下导通或关断，降低开关损耗，达到软开关的目的。
理想的同步整流器应实现二极管整流器一样的电气功能而降低导通损耗，由于MOSFET开通后双向导电，不同于二极管，故需要精准控制门极信号，理想情况下有正向电流(源极流向漏极)时，MOSFET导通，避免工作不当对电路工作造成影响。
因LLC电路是电流型输出电路，输出仅有滤波电容变压器二次侧绕组电压被输出电压钳位，故电压极性变化在同步整流管实现，不能采用电压控制型自驱动，只能采用电流检测实现，故称为电流控制驱动方法。然而，LLC谐振变换器也存在缺点，轻载情况下电压增益会超出规定范围，传统方法解决这个问题采用提高开关管工作频率的办法，频率大幅度增加导致ZVS丢失同时造成输出电压纹波增大，降低效率，电池干扰增加。
空载工况下，LLC受寄生参数的影响，增益曲线上翘、输出电压升高、不易控制，为解决这种难题，采用定频率控制的方式，但此方法会引起LLC效率下降，通常采用burst模式提高效率。输出电压升高到限定值，关断开关管的控制信号，变换器进入空载模式，输出电压下降，当输出电压下降到限定值时，开关管的控制信号正常给出，变换器正常运行，电压升高，周而复始。此方法造成的后果为输出电压纹波过大，引起较大的电磁干扰，不利于***稳定运行。受制于较窄的带宽，LLC动态响应速度较慢，需提出新型控制方法弥补不足。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，针对现有全桥/半桥整流技术进行改进，提出一种基于LLC谐振变换器的三模态整流拓扑结构，在不采用高频驱动的情况下，输入侧实现轻载与重载相互转换，输出侧实现重载、轻载、空载相互转换。从而能减小输出电压纹波，使***稳定运行。
本发明采取的技术方案为：
一种基于LLC谐振变换器的三模态整流拓扑结构，包括：
位于变压器T0一次侧的4个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4组成的全桥结构、以及LLC谐振变换器，所述LLC谐振变换器包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、变压器励磁电感Lm；
位于变压器T0二次侧的3模态可切换整流器，所述3模态可切换整流器包括4个开关管S1、S2、S3、S4和一个片外电容器CO；
信号输入端Uin的+极分别连接MOS管Q1的漏极、MOS管Q3的漏极，MOS管Q1的源极连接MOS管Q2的漏极，MOS管Q3的源极连接MOS管Q4的漏极，MOS管Q2的源极、MOS管Q4的源极均连接信号输入端Uin的-极；MOS管Q1的源极连接谐振电容Cr一端，谐振电容Cr另一端连接变压器励磁电感Lm一端，变压器励磁电感Lm另一端连接MOS管Q4的漏极；
开关管S1的漏极连接开关管S2的源极，开关管S2的漏极连接开关管S4的漏极，开关管S4的源极连接开关管S3的漏极，开关管S3的源极连接开关管S1的源极；
开关管S1的漏极、开关管S4的源极分别连接变压器T0二次侧的两端；
开关管S3的源极、开关管S4的漏极分别连接片外电容器CO的两端。
一种基于LLC谐振变换器的三模态整流方法，拓扑结构输入侧，参考传统频率控制，对变压器T0原边侧MOS管Q3、MOS管Q4控制信号加以调整，LLC谐振变换器处于重载情况下，开关管全部采用传统的频率控制；当LLC谐振变换器处于轻载情况时，左侧桥臂的开关管控制方式不变，MOS管Q3控制信号置0，关断MOS管Q3，MOS管Q4控制信号置1，开通MOS管Q4，即完成变压器T0原边侧的全桥向半桥的转换。
一种基于LLC谐振变换器的三模态整流方法，拓扑结构输入侧全桥/半桥转换，采用一种滞环控制器产生全桥半桥切换信号，全负载情况下控制母线电压，采用电流死区控制器达到电流均流的目的。
一种基于LLC谐振变换器的三模态整流方法，拓扑结构输出侧，采用一种3模态可切换整流器，分为重载模式、轻载模式和空载模式，该3模态可切换整流器包括4个开关管S1、S2、S3、S4和一个片外电容器CO，采用脉冲宽度调制PWM调节整流器的重载、轻载和空载模式。
本发明一种基于LLC谐振变换器的三模态整流拓扑结构，有益效果在于：轻载时，根据传统频率控制，对LLC变压器原边侧开关管的控制信号进行调整，将全桥转换成半桥，在LLC增益曲线上翘出现之前实现控制直流母线电压的效果，在不提高开关管工作频率的基础上，达到稳定输出电压的目的。变压器二次侧采用一种三模态可切换整流器，与传统整流器不同的是仅使用4个同步整流管和一个电容器，采用脉冲宽度调制技术实现重载模式、轻载模式和空载模式的相互转换，达到电压纹波减少，转换效率提高，同步切换一次完成的目的。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：
图1为3模态可切换半桥/全桥LLC谐振变换器。
图2(a)为LLC谐振变换器输入侧驱动信号示意图一。
图2(b)为LLC谐振变换器输入侧驱动信号示意图二。
图3(a)为3模态可调节整流器重载(1模态)工况示意图。
图3(b)为3模态可调节整流器轻载(2模态)工况示意图。
图3(c)为3模态可调节整流器空载(3模态)工况示意图。
图4为3模态可切换整流器控制流程示意图。
图5为PWM控制器原理图。
图6为PWM控制器工作原理。
图7分别表示谐振电感电流波形和变压器励磁电感电流波形图。
图8为多模态整流器直流侧输出电压波形图。
图9为变压器二次侧电流波形图。
图10为整流器全桥状态时输出电流波形图。
图11为整流器半桥状态时输出电流波形图。
具体实施方式
一种基于LLC谐振变换器的三模态整流拓扑结构，包括：
位于变压器T0一次侧的4个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4组成的全桥结构、以及LLC谐振变换器，所述LLC谐振变换器包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、变压器励磁电感Lm；
位于变压器T0二次侧的3模态可切换整流器，所述3模态可切换整流器包括4个开关管S1、S2、S3、S4和一个片外电容器CO。
信号输入端Uin的+极分别连接MOS管Q1的漏极、MOS管Q3的漏极，MOS管Q1的源极连接MOS管Q2的漏极，MOS管Q3的源极连接MOS管Q4的漏极，MOS管Q2的源极、MOS管Q4的源极均连接信号输入端Uin的-极；MOS管Q1的源极连接谐振电容Cr一端，谐振电容Cr另一端连接变压器励磁电感Lm一端，变压器励磁电感Lm另一端连接MOS管Q4的漏极；开关管S1的漏极连接开关管S2的源极，开关管S2的漏极连接开关管S4的漏极，开关管S4的源极连接开关管S3的漏极，开关管S3的源极连接开关管S1的源极；开关管S1的漏极、开关管S4的源极分别连接变压器T0二次侧的两端；开关管S3的源极、开关管S4的漏极分别连接片外电容器CO的两端。
上述的拓扑结构输入侧，参考传统频率控制，对LLC的变压器原边侧MOS管Q3、Q4控制信号加以调整，LLC谐振变换器处于重载情况下，开关管全部采用传统的频率控制，当LLC谐振变换器处于轻载情况时，左侧桥臂的开关管控制方式不变，MOS管Q3控制信号置0，关断MOS管Q3，MOS管Q4控制信号置1，开通MOS管Q4，即完成变压器原边侧全桥向半桥的转换。
上述拓扑结构输入侧全桥/半桥转换，采用一种滞环控制器产生全桥半桥切换信号，全负载情况下控制母线电压，采用电流死区控制器达到电流均流的目的。
上述拓扑结构输出侧，采用一种3模态可切换整流器，分为重载模式(1模态)、轻载模式(2模态)和空载模式(3模态)，和传统的重载(1模态)、空载模式(3模态)有较大不同，所述3模态可切换整流器包括4个开关管S1、S2、S3、S4和一个片外电容器CO。采用脉冲宽度调制(PWM)调节整流器的重载、轻载和空载模式。能够明显减少输出电压纹波，降低开关损耗，提高效率。
传统的功率调节将模式分为重载(1模态)、空载(3模态)，如图2(a)、图2(b)所示。
本发明提出的三模态将整流器分为重载模式(1模态)、轻载模式(2模态)、空载模式(3模态),全桥/半桥结构进行整流，输出侧可短暂工作在空载模式，利用PWM控制器调节输出电压来控制输入电流，三模态整流器可在重载(1模态)轻载(2模态)之间周期性转换，包含四个片内晶体管S1，S2，S3，S4，和一个片外电容器CO)，如图1所示。
通过控制开关管的栅极驱动信号实现开通和关断，PWM控制器的具体执行将在下面讲述。本发明采用3模态整流器，在1模态(重载)与3模态(空载)之间增加了2模态(轻载)，可使输出电压降到最低。下面介绍四个等式：
IO(1模式)＝Imax
IO(2模式)＝1/2Imax
IO(3模式)＝0
Imax＝2Iac/π
上式中Imax为最大输出电流，IO为输出电流，Iac为输入的交流电流。
传统整流器输出电压纹波△VDC在0<Io<1/2Imax时增大，在1/2Imax<Io<Imax时减小，三模态整流器中在0<Io<1/4Imax、1/2Imax<Io<3/4Imax阶段增大，在1/4Imax<Io<1/2Imax、3/4Imax<Io<Imax阶段减小，通过切换重载、轻载、空载模式可使输出电压纹波显著减小，同时实现整流同步切换。
PWM控制器的原理图和工作原理分别如图5和图6所示，PWM控制器感应输出电压VDC,并将其与参考电压进行比较，采用快速瞬态响应使***稳定，3模态整流器自动切换重载/轻载：补偿输出电压VEA与两个锯齿波信号Ramp1、Ramp2相比较，两信号具有相同的振幅和频率，如图6所示，锯齿波Ramp1取值范围为VH(Heavy)～VMID(Middle)，锯齿波Ramp2取值范围为VMID(Middle)～VL(Light)。
重载(1/2Imax<Io<Imax)模式：如图5所示，反馈环将补偿输出电压VEA驱动到锯齿波Ramp1，两者进行比较，重载品质因数QH决定PWM信号，如图6所示，锯齿波<补偿输出电压VEA时整流器工作在1模态，锯齿波>补偿输出电压VEA时整流器工作在2模态,此阶段3模态整流器工作模式为1、2模态。2模态的重载占空比DH由补偿输出电压VEA和锯齿波Ramp1决定，两者相比较，补偿输出电压VEA低于锯齿波Ramp1的范围为重载占空比DH。
轻载(0<Io<1/2Imax)模式：如图5所示，反馈环将补偿输出电压VEA驱动到锯齿波Ramp2，两者进行比较，轻载品质因数QL决定PWM信号，如图6所示，锯齿波<补偿输出电压VEA时整流器工作在2模态，锯齿波>补偿输出电压VEA时整流器工作在3模态,此阶段3模态整流器工作模式为2、3模态，2模态的轻载占空比由补偿输出电压VEA和锯齿波Ramp2决定，两者相比较，补偿输出电压VEA高于锯齿波Ramp2的范围为轻载占空比DL。
中间负荷(VEA＝VMID)模式：决定整流器工作在重载或轻载模式，重载品质因数QH或轻载品质因数QL等于1,可实现重载向轻载平稳过渡。
实施例：
本发明涉及一种多模态整流电路，如图1所示，LLC谐振变换器的输入电压范围为360～400V，额定输入直流电压为380V，输出直流电压为33V，额定输出功率900W，变压器原副边匝数分别为16匝、2匝，匝数比为8，谐振电容Cr为11nF，谐振电感Lr为36uH，励磁电感Lm为150uH。整个拓扑结构分为变压器一次侧和二次侧两个部分，一次侧包括4个MOS管Q1,Q2,Q3,Q4组成的全桥结构和LLC谐振网络(Lr，Cr，Lm)。
如图2(a)所示，当LLC谐振变换器处于重载状态时，全部开关管采用传统频率控制，当LLC谐振变换器处于空载时，如图2(b)所示，左侧桥臂的开关管控制方式不变，开关管Q3控制信号置“0”，关断Q3，将Q4控制信号置“1”，开通Q4。
下面着重讲输出侧具体实施方式，输出侧采用一种3模态可切换整流器，包含4个同步整流管S1，S2，S3，S4和一个片外电容器CO，减少输出电压纹波，减少电磁干扰，提高同步整流转换效率，使***稳定运行。
下面以如图3(a)、图3(b)、图3(c)所示的多模态整流器为例，说明本发明的工作原理。
图3(a)中，1模态为全桥结构，有两种工作状态，①当副边绕组的上端电压为正时，开关管S1，S4导通，副边电流经过S1、CO和RO、S4再次回到副边绕组；②当副边绕组的下端电压为正时，开关管S2、S3导通，副边电流经过S3、CO和RO、S2再次回到副边绕组。2模态开关管S1、S2和1模态相同，开关管S3断开，S4常闭，转换成一种半桥结构，此结构只有一种工作状态，①当副边绕组的上端电压为正时，副边电流经过S1、CO和RO、S4再次回到副边绕组，当副边绕组的下端电压为正时，副边电流不经过负载，如图3(b)所示，交流波形的负半周被消除，只有一半的输入波形输出。3模态为4个开关管都闭合，输入电流不经过负载端，输出电容CO给负载供电，为空载模式。如仅在1模态、3模态之间切换，输出电容会在几个谐振周期内持续充电，在接下来的几个谐振周期内持续放电，会造成较大的输出电压纹波△VDC。本发明采用3模态整流器，在1模态(重载)与3模态(空载)之间增加了2模态(轻载)，可使输出电压降到最低。
图7分别表示谐振电感电流波形
Figure GDA0001823090970000071
和变压器励磁电感电流波形
Figure GDA0001823090970000072
通过分析电流波形判断谐振变换器谐振频率。
图8为多模态整流器直流侧输出电压波形图，从图8中可以看出多模态整流器能够稳定输出直流电压，稳定到33V。
图9为变压器二次侧电流Iac波形图。
图10为整流器全桥状态时输出电流Io_ac波形图。
图11为整流器半桥状态时输出电流Io_ac波形图，空载时，四个同步整流管都关断，无电流通过，故无此模态的输出电流Io_ac仿真图，通过仿真波形验证与图3(a)、图3(b)、图3(c)理论分析相一致，验证了本发明的可行性，本发明适用于通信电源、LED驱动电源等DC-DC变换场合。

Claims (1)

1.一种基于LLC谐振变换器的三模态整流拓扑结构，包括：
位于变压器T0一次侧的4个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4组成的全桥结构、以及LLC谐振变换器，所述LLC谐振变换器包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、变压器励磁电感Lm；
位于变压器T0二次侧的3模态可切换整流器，所述3模态可切换整流器包括4个开关管S1、S2、S3、S4和一个片外电容器CO；
其特征在于：信号输入端Uin的+极分别连接MOS管Q1的漏极、MOS管Q3的漏极，MOS管Q1的源极连接MOS管Q2的漏极，MOS管Q3的源极连接MOS管Q4的漏极，MOS管Q2的源极、MOS管Q4的源极均连接信号输入端Uin的-极；MOS管Q1的源极连接谐振电容Cr一端，谐振电容Cr另一端连接变压器励磁电感Lm一端，变压器励磁电感Lm另一端连接MOS管Q4的漏极；
开关管S1的漏极连接开关管S2的源极，开关管S2的漏极连接开关管S4的漏极，开关管S4的源极连接开关管S3的漏极，开关管S3的源极连接开关管S1的源极；
开关管S1的漏极、开关管S4的源极分别连接变压器T0二次侧的两端；
开关管S3的源极、开关管S4的漏极分别连接片外电容器CO的两端；
拓扑结构输出侧，采用一种3模态可切换整流器，分为重载模式、轻载模式和空载模式，该3模态可切换整流器包括4个开关管S1、S2、S3、S4和一个片外电容器CO，采用脉冲宽度调制PWM调节整流器的重载、轻载和空载模式；
重载模态为全桥结构，有两种工作状态，①当副边绕组的上端电压为正时，开关管S1，S4导通，副边电流经过S1、CO和RO、S4再次回到副边绕组；②当副边绕组的下端电压为正时，开关管S2、S3导通，副边电流经过S3、CO和RO、S2再次回到副边绕组；
轻载模态开关管S1、S2和重载模态相同，开关管S3断开，S4常闭，转换成一种半桥结构，此结构只有一种工作状态，①当副边绕组的上端电压为正时，副边电流经过S1、CO和RO、S4再次回到副边绕组，当副边绕组的下端电压为正时，副边电流不经过负载，交流波形的负半周被消除，只有一半的输入波形输出；
空载模态为4个开关管都闭合，输入电流不经过负载端，输出电容CO给负载供电，为空载模式，如仅在1模态、3模态之间切换，输出电容会在几个谐振周期内持续充电，在接下来的几个谐振周期内持续放电，会造成较大的输出电压纹波△VDC。
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