CN107305400B - 基准电压产生电路以及具有该电路的dcdc转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供基准电压产生电路以及具有该电路的DCDC转换器，能够实现电源接通时的起动时间的缩短和耗电的降低。基准电压产生电路具有：带隙基准电路，其在输出节点生成带隙电压；第1电阻元件和第2电阻元件，它们串联连接于输出节点与接地端子之间；第3电阻元件、第4电阻元件和第1开关，它们串联连接于输出节点与接地端子之间；以及第2开关，其一端与生成基准电压的第1电阻元件和第2电阻元件的连接点连接，另一端与第3电阻元件和第4电阻元件的连接点连接，第1电阻元件和第2电阻元件的电阻值之比与第3电阻元件和第4电阻元件的电阻值之比相等，在电源接通时使第1开关和第2开关接通，在基准电压起动后使第1开关和第2开关断开。

Description

基准电压产生电路以及具有该电路的DCDC转换器
技术领域
本发明涉及基准电压产生电路以及具有该基准电压产生电路的DCDC转换器。
背景技术
在最近的电子设备特别是智能手机、便携设备、可穿戴设备等中，为了延长基于电池驱动的产品的动作时间而要求低耗电。
在上述的电子设备中，作为对个人计算机、AP(应用处理器)、存储器及传感器等供电的电源装置，使用开关稳压器、LDO稳压器等DCDC转换器。
需要被输入到用于DCDC转换器的误差放大器等中的基准电压是不易受到电源电压或温度变动的影响的稳定电压，使用能够产生这样的稳定电压的带隙基准电路，生成所需电压值的基准电压。
图4示出根据作为上述带隙基准电路的输出的带隙电压得到期望的电压值的基准电压的电路结构的一例。
图4是现有的基准电压产生电路400的电路图，由带隙基准电路40和输出电路41构成。
带隙基准电路40是一般的电路(例如，参照专利文献1)，因此，在此省略说明。
输出电路41具有电阻元件401、402，该电阻元件401、402串联连接于输出由带隙基准电路40生成的带隙电压VBG的输出节点与接地端子之间。通过适当地设定电阻元件401、402的电阻值，能够从电阻元件401、402的连接点得到电阻分压而成的期望的基准电压VREF。
专利文献1：日本特开2010-160700号公报
然而，由于电阻元件本身具有的电容成分以布线的电容等，根据带隙输出通过电阻分压而生成的基准电压达到期望的电压值的时间(起动时间)变长。
而且，在输出电路41中，为了采取噪声对策而优选在生成基准电压VREF的输出端子与接地端子之间设置电容403，但是，该情况下，起动时间变得更长。
对于DCDC转换器，需要即使从输出端子供给到负载的电流从低电流大幅变化到高电流也将效率维持得较高，特别是在用于要求低耗电的设备的情况下，在小负载电流区域内维持高效率非常重要。
在这样的在小负载时要求高效率的DCDC转换器中，需要降低上述基准电压产生电路的耗电。为了降低耗电，需要将电阻元件401、402的电阻值设定得较大。然而却存在如下问题：如果增大电阻元件401、402的电阻值，则基准电压产生电路的起动所需的时间会变得更长，导致直到DCDC转换器的开关动作开始为止的时间变得非常长。
发明内容
本发明正是鉴于上述课题而完成的，其目的在于，提供低耗电且能够在短时间内起动的基准电压产生电路以及具有该基准电压产生电路的DCDC转换器。
为了解决上述课题，本发明的基准电压产生电路的特征在于，所述基准电压产生电路具有：带隙基准电路，其在输出节点生成带隙电压；第1电阻元件和第2电阻元件，它们串联连接于所述输出节点与接地端子之间；第3电阻元件、第4电阻元件和第1开关，它们串联连接于所述输出节点与接地端子之间；第2开关，其一端与所述第1电阻元件和所述第2电阻元件的连接点连接，另一端与所述第3电阻元件和所述第4电阻元件的连接点连接；以及控制电路，其生成控制所述第1开关和第2开关的接通断开的控制信号，所述第1电阻元件和所述第2电阻元件的电阻值之比与所述第3电阻元件和所述第4电阻元件的电阻值之比相等，所述第1开关和第2开关在所述控制信号为第1状态时接通，在所述控制信号为第2状态时断开，在所述第1电阻元件和所述第2电阻元件的连接点生成第1基准电压。
本发明的DCDC转换器的特征在于，所述DCDC转换器具有：所述基准电压产生电路；以及误差放大器，其反相输入端子被输入对输出电压进行分压而得到的反馈电压，同相输入端子被输入所述第1基准电压。
本发明的另一个DCDC转换器的特征在于，所述DCDC转换器具有所述基准电压产生电路，所述控制电路在电源接通时使所述控制信号为第1状态，根据从所述电源接通时起执行的软起动已完成的情况而使所述控制信号为第2状态。
本发明的又一个DCDC转换器的特征在于，所述DCDC转换器具有所述基准电压产生电路，所述控制电路在PWM模式时使所述控制信号为第1状态，在PFM模式时使所述控制信号为第2状态。
根据本发明的基准电压产生电路，在电源接通时使控制信号为第1状态而使第1开关和第2开关接通，从而除了形成设置于输出节点与接地端子之间的包含第1电阻元件和第2电阻元件的电流路径以外，还在输出节点与接地端子之间形成包含第3电阻元件、第4电阻元件和第1开关的电流路径，此外，利用第2开关，使得第3电阻元件和第4电阻元件的连接点的电压值与第1电阻元件和第2电阻元件的连接点的电压值相等，因此，能够在短时间内使在第1电阻元件和第2电阻元件的连接点生成的第1基准电压上升到期望的电压值(即，起动第1基准电压)。并且，然后，使控制信号为第2状态而使开关断开，由此能够在第1基准电压起动后抑制耗电。
此外，本发明的基准电压产生电路特别能够优选地应用于低耗电的DCDC转换器。该情况下，也能够缩短电源接通时的起动时间并且能够降低耗电。而且，在PWM模式时(大负载时)使第1开关和第2开关接通，从而能够提高第1基准电压的响应性，在PFM模式时(小负载时)使第1开关和第2开关断开，从而能够抑制耗电。因此，能够提供高效率且能够进行稳定动作的DCDC转换器。
附图说明
图1是本发明的实施方式的基准电压产生电路的电路图。
图2是示出具有图1的基准电压产生电路的DCDC转换器的一例的电路图。
图3是示出具有图1的基准电压产生电路的DCDC转换器的另一例的电路图。
图4是现有的实施方式的基准电压产生电路的电路图。
标号说明
10：带隙基准电路；
11：输出电路；
12：控制电路；
100：基准电压产生电路；
101：运算放大器；
200、300：DCDC转换器；
201：软起动电路；
202、302：误差放大器；
203、303、211、311：比较器。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。
图1是本实施方式的基准电压产生电路100的电路图。
本实施方式的基准电压产生电路100由带隙基准电路10、输出电路11以及生成控制信号CONT的控制电路12构成，在输出端子4生成基准电压VREF1。
带隙基准电路10具有运算放大器101、由PMOS晶体管构成的输出晶体管102、电阻元件103～105以及二极管106、107。
输出晶体管102的源极与电源端子1连接，漏极与输出节点3连接，栅极与运算放大器101的输出端子连接。
电阻元件104、105和二极管107串联连接于输出节点3与接地端子2之间。电阻元件103和二极管106串联连接于输出节点3与接地端子2之间。
运算放大器101的反相输入端子与电阻元件104、105的连接点连接，同相输入端子与电阻元件103和二极管106的连接点连接。
利用上述结构，在输出节点3生成带隙电压VBG。
输出电路11具有电阻元件111～114、开关115、116以及电容117。
电阻元件111、112串联连接于带隙基准电路10的输出节点3与接地端子2之间，电阻元件111、112的连接点与输出端子4连接。电阻元件113、114和开关115串联连接于输出节点3与接地端子2之间。电阻元件113、114的电阻值之比被设定成与电阻元件111、112的电阻值之比相等。
开关116的一端与电阻元件111、112的连接点连接，另一端与电阻元件113、114的连接点连接。
利用由控制电路12产生的控制信号CONT对开关115、116进行接通断开控制。
为了采取噪声对策而将电容117设置在输出端子4与接地端子2之间。
接下来，对本实施方式的基准电压产生电路100的动作进行说明。
首先，当接通电源电压VDD时，控制电路12使控制信号CONT为第1状态(例如高电平)。由此使开关115、116接通，从而在输出节点3与接地端子2之间形成包含电阻元件113、114以及开关115的电流路径。此外，利用开关116连接电阻元件113、114的连接点与电阻元件111、112的连接点，电阻元件113、114的连接点的电压值与电阻元件111、112的连接点的电压值相等。
这样，输出节点3与接地端子2之间的电流路径成为包含电阻元件111、112的电流路径以及包含电阻元件113、114和开关115的电流路径这2个电流路径，并且，电阻元件113、114的连接点的电压值与电阻元件111、112的连接点的电压值相等，因此，能够在短时间内使在输出端子4生成的基准电压VREF1上升到期望的电压值(即，起动第1基准电压)。
然后，使控制信号CONT为第2状态(例如低电平)而使开关断开，由此能够在基准电压VREF1起动后抑制耗电。
在此，优选的是，将电阻元件113的电阻值设定成小于电阻元件111的电阻值，将电阻元件114的电阻值设定成小于电阻元件112的电阻值。根据上述结构，在开关115、116接通时，利用包含电阻元件113、114和开关115的电流路径而使大量的电流从输出节点3流向接地端子2，因此，能够使电阻元件113、114的连接点即利用开关116而与该连接点连接的输出端子4的电压更快地成为期望的电压值。
另外，用于控制电路12将控制信号CONT从第1状态切换至第2状态的结构，例如能够通过以下方式来实现。
以如下方式构成控制电路12：预先计测在使开关115、116接通的状态下基准电压VREF1从电源接通时起到达到期望的电压值的时间，从电源接通时起利用计时器对时间进行计数，根据从电源接通时起的经过时间已达到预先计测出的时间的情况而将控制信号CONT从第1状态切换至第2状态。
这样，根据本实施方式的基准电压产生电路100，能够缩短起动时间并且抑制耗电。
接下来，使用图2和图3对将本实施方式的基准电压产生电路100应用于DCDC转换器的示例进行说明。
图2是作为具有图1的基准电压产生电路100的DCDC转换器的一例的DCDC转换器200的电路图。
DCDC转换器200的基本结构是一般的结构，因此，在此省略详细的说明，对在DCDC转换器200中怎样使用基准电压产生电路100进行说明。
本例的DCDC转换器200具有输出用于执行软起动的软起动电压VREF_SS的软起动电路201。
误差放大器202的2个同相输入端子被分别输入由基准电压产生电路100生成的基准电压VREF1和软起动电压VREF_SS，反相输入端子被输入对DCDC转换器200的输出电压VOUT进行分压而得到的反馈电压VFB。
误差放大器202比较基准电压VREF1和软起动电压VREF_SS中电压较低的一方与反馈电压VFB，将误差电压VERR输出至比较器203。
虽然在电源接通后软起动电压VREF_SS逐渐上升，但是，在软起动电压VREF_SS低于基准电压VREF1的期间，误差放大器202比较反馈电压VFB与软起动电压VREF_SS，基准电压VREF1不对作为输出的误差电压VERR产生影响。
然后，当经过规定的软起动时间时，软起动电压VREF_SS变得高于基准电压VREF1。因此，之后，误差放大器202比较反馈电压VFB与基准电压VREF1，软起动电压VREF_SS不对作为输出的误差电压VERR产生影响。
另一方面，在本例子的DCDC转换器200的基准电压产生电路100中，控制电路11构成为具有比较器211和基准电压源212。比较器211的反相输入端子被输入软起动电压VREF_SS，同相输入端子被输入基准电压源212的基准电压VREF2。基准电压VREF2是作为软起动的完成基准的规定电压。
在电源接通后，基准电压产生电路100在执行上述软起动的同时如下所述进行动作。
软起动电压VREF_SS是在电源接通后从接地电位起逐渐上升的电压，因此，在电源刚刚接通之后低于基准电压VREF2。因此，比较器211输出高电平的信号，即，使控制信号CONT为第1状态。由此，使图1所示的开关115、116接通，形成包含电阻元件113、114和开关115的电流路径，并且，电阻元件113、114的连接点的电压值与电阻元件111、112的连接点(即输出端子4)的电压值相等。因此，被输入到误差放大器202的基准电压VREF1从电源接通起在短时间内被起动。
然后，在软起动电压VREF_SS进一步上升而高于基准电压VREF2时，比较器211输出低电平的信号，即，使控制信号CONT为第2状态。由此，使图1所示的开关115、116断开，包含电阻元件113、114的电流路径消失，输出节点3与接地端子2之间的电流路径仅有包含电阻值较大的电阻元件111、112的电流路径。因此，能够在电源接通后且基准电压VREF1起动之后抑制基准电压产生电路100的耗电。
在此，构成控制电路12的基准电压源212的基准电压VREF2是作为软起动的完成基准的电压，在软起动完成，且在误差放大器202中与反馈电压VFB进行比较的对象从软起动电压VREF_SS切换成基准电压VREF1的时刻，需要基准电压VREF1完全达到期望的电压值，因此，优选的是，将基准电压VREF2设定成比基准电压VREF1稍高的电压值。
这样，根据本例子的DCDC转换器200，能够利用用于从电源接通时起执行的软起动的信号，根据软起动已完成的情况而将控制基准电压产生电路100内的开关115、116的控制信号CONT从电源接通时的第1状态切换到第2状态。
图3是作为具有图1的基准电压产生电路100的DCDC转换器的另一例的DCDC转换器300的电路图。
DCDC转换器300的基本结构与上述DCDC转换器200同样是一般的结构，因此，省略详细的说明。
本例子的DCDC转换器300构成为与PWM模式与PFM模式之间的切换同步地切换基准电压产生电路100内的开关115、116。
具体而言，基准电压产生电路100的控制电路12具有比较器311和基准电压源312，比较器311的反相输入端子被输入基准电压源312的基准电压VREF3，同相输入端子被输入作为误差放大器302的输出的误差电压VERR。
误差放大器302的同相输入端子被输入由基准电压产生电路100生成的基准电压VREF1，反相输入端子被输入对DCDC转换器300的输出电压VOUT进行分压而得到的反馈电压VFB。误差放大器302比较基准电压VREF1与反馈电压VFB，将误差电压VERR输出到比较器303。
与DCDC转换器300连接的负载越大则误差电压VERR的电位越高，与DCDC转换器300连接的负载越小则误差电压VERR的电位越低，因此，通过使基准电压VREF3为作为PWM模式与PFM模式之间的切换基准的规定电压，从而根据误差电压VERR的电压值而将控制信号CONT从第1状态切换到第2状态。
根据上述结构，在误差电压VERR高于基准电压VREF3的PWM模式时，比较器311输出高电平的信号，即，使控制信号CONT为第1状态。由此，使图1所示的开关115、116接通，形成包含电阻元件113、114和开关115的电流路径，并且，电阻元件113、114的连接点的电压值与电阻元件111、112的连接点的电压值相等。
另一方面，在误差电压VERR低于基准电压VREF3的PFM模式时，比较器311输出低电平的信号，即，使控制信号CONT为第2状态。由此，使图1所示的开关115、116断开，包含电阻元件113、114的电流路径消失，输出节点3与接地端子2之间的电流路径仅有包含电阻值较大的电阻元件111、112的电流路径。
在大负载的PWM模式时继续进行开关，经由构成误差放大器302的差动输入晶体管的栅极电容而进行的充电放电变多，因此，作为基准电压产生电路100的输出的基准电压VREF1也容易变动。然而，根据本例，在PWM模式时形成包含电阻元件113、114和开关115的电流路径，并且，连接电阻元件113、114的连接点与电阻元件111、112的连接点(输出端子4)，因此，即使基准电压VREF1变动，也能够立即恢复至期望的电压值。
此外，在小负载的PFM模式时，包含电阻元件113、114的电流路径消失，能够减少基准电压产生电路100的耗电。
这样，根据本例子的DCDC转换器300，在PWM模式时(大负载时)能够提高基准电压VREF1的响应性，在PFM模式时(小负载时)，能够通过使基准电压产生电路100以低消耗电流动作而提高效率。
以上，对本发明的实施方式进行了说明，但是，本发明不限于上述实施方式，当然能够在不脱离本发明主旨的范围内进行各种变更。
例如，还可以按照如下方式构成：将图3所示的DCDC转换器300中的比较器311的输出信号CONT输入到图2所示的DCDC转换器200的基准电压产生电路100内的输出电路11，在电源接通时与起动后对图1所示的开关115、116的接通断开进行切换，此外，在通常动作时的PWM模式时与PFM模式时也对开关115、116的接通断开进行切换。
此外，在图3所示的DCDC转换器300中，利用控制电路12生成控制信号CONT，但是，也可以是，在另外生成PWM模式与PFM模式之间的切换用信号的情况下，将该信号作为控制信号CONT直接输入到输出电路11，控制开关115、116的接通断开。

Claims (8)

1.一种基准电压产生电路，其特征在于，所述基准电压产生电路具有：
带隙基准电路，其在输出节点生成带隙电压；
第1电阻元件和第2电阻元件，它们串联连接于所述输出节点与接地端子之间；
第3电阻元件、第4电阻元件和第1开关，它们串联连接于所述输出节点与接地端子之间；
第2开关，其一端与所述第1电阻元件和所述第2电阻元件的连接点连接，另一端与所述第3电阻元件和所述第4电阻元件的连接点连接；以及
控制电路，其生成控制所述第1开关和第2开关的接通断开的控制信号，
所述第1电阻元件和所述第2电阻元件的电阻值之比与所述第3电阻元件和所述第4电阻元件的电阻值之比相等，
所述第1开关和第2开关在所述控制信号为第1状态时接通，在所述控制信号为第2状态时断开，
在所述第1电阻元件和所述第2电阻元件的连接点生成第1基准电压。
2.根据权利要求1所述的基准电压产生电路，其特征在于，
所述第3电阻元件的电阻值小于所述第1电阻元件的电阻值。
3.根据权利要求1或2所述的基准电压产生电路，其特征在于，
所述控制电路在电源接通时使所述控制信号为第1状态，根据从所述电源接通时起的经过时间已达到所述第1基准电压成为规定电压的时间的情况而使所述控制信号为第2状态。
4.一种DCDC转换器，其特征在于，所述DCDC转换器具有：
权利要求1～3中的任意一项所述的基准电压产生电路；以及
误差放大器，其反相输入端子被输入对输出电压进行分压而得到的反馈电压，同相输入端子被输入所述第1基准电压。
5.一种DCDC转换器，该DCDC转换器具有权利要求1所述的基准电压产生电路，其特征在于，
所述控制电路在电源接通时使所述控制信号为第1状态，根据从所述电源接通时起执行的软起动已完成的情况而使所述控制信号为第2状态。
6.根据权利要求5所述的DCDC转换器，其特征在于，
所述DCDC转换器具有软起动电路，该软起动电路输出用于执行所述软起动的软起动电压，
所述控制电路具有比较器，该比较器比较作为所述软起动的完成基准的第2基准电压与所述软起动电压，输出所述控制信号作为输出信号，
所述比较器在所述软起动电压低于所述第2基准电压时使所述控制信号为第1状态，在所述软起动电压高于所述第2基准电压时使所述控制信号为第2状态。
7.一种DCDC转换器，该DCDC转换器具有权利要求1所述的基准电压产生电路，其特征在于，
所述控制电路在PWM动作时使所述控制信号为第1状态，在PFM动作时使所述控制信号为第2状态。
8.根据权利要求7所述的DCDC转换器，其特征在于，
所述DCDC转换器具有误差放大器，该误差放大器的反相输入端子被输入对输出电压进行分压而得到的反馈电压，同相输入端子被输入所述第1基准电压，
所述控制电路具有比较器，该比较器比较作为从所述PWM动作向所述PFM动作的切换基准的第3基准电压与所述误差放大器的输出电压，输出所述控制信号作为输出信号，
所述比较器在所述误差放大器的输出电压高于所述第3基准电压时使所述控制信号为第1状态，在所述误差放大器的输出电压低于所述第3基准电压时使所述控制信号为第2状态。
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