CN107204755B - 一种高精度自适应的张弛振荡器 - Google Patents

Abstract

一种高精度的自适应张弛振荡器，利用电容预充电原理抵消设于振荡电路中的充放电控制电路产生的延时，包括振荡电路、第一电容预充电电路和第二电容预充电电路，电容预充电电路用于给振荡器充放电电容预充电，振荡电路在电容预充电电路预充电电平的基础上进行充放电，电容两次充电产生的误差延时抵消，使振荡器工作在预设的频率上，实现显著提高频率‑控制电流线性度，且本发明不是直接通过提升比较器或者RS触发器的速度来减小延时，而是通过两次充电过程抵消控制电路产生的延时以及随外界环境变化的失调的影响，显著地提高了振荡器的精度，并且具有很强的温度稳定性和电源电压抑制即自适应性。

Description

一种高精度自适应的张弛振荡器

技术领域

本发明涉及张弛振荡器，尤其涉及一种高精度自适应的张弛振荡器，属于CMOS集成电路技术领域。

背景技术

在大规模集成电路中，时钟信号一般由振荡器产生的。张弛振荡器具有结构简单，成本较低，易于集成，功耗相对较小，是振荡器里面应用最为广泛的时钟产生电路。

在信号的调制与解调、存储***的数据恢复等的应用中，要求所使用的张弛振荡器的控制电流—频率具有很高的线性度，从而减小失真，同时也可以增大该张弛振荡器的频率范围。在张弛振荡器中，控制电流—频率的线性度和充放电电容振荡幅度的控制电路的延时有关。因此，要提高振荡器的线性度，最大化振荡器的频率就必须将控制电路的延时影响降到最小。而在时钟恢复电路中，为了获得更大的动态范围，要求张弛振荡器电路具有小的抖动，张弛振荡器电路的抖动是由于电路本身的噪声引起的在翻转阈值电平处存在的微小扰动，而具有小的抖动的张弛振荡器电路要求增大其充放电电容的振荡幅度。

在现有的技术中，张弛振荡器有许多不同的结构，对不同结构的张弛振荡器的共同要求就是精度高和在高频时频率-控制电流仍具有良好的线性度。但现有的张弛振荡器仍存在着一些不足。

图1示出了单个定时电容的电流控制张弛振荡器，包括充电电流源I_charge、放电电流源I_discharge，PMOS管M1、NMOS管M2，定时电容C，两个比较器COMP1和COMP2，RS触发器。RS触发器的输出端Q接PMOS管M1和NMOS管M2的栅端。根据RS触发器输出端Q的信号的不同，PMOS管M1和NMOS管M2交替导通和关断，充电电流源I_charge、放电电流源I_discharge交替地给定时电容C充电和放电。

单个定时电容的电流控制张弛振荡器的工作过程如下：

S1)当RS触发器的输出端Q为低电平，PMOS管M1开启、NMOS管M2关断，充电电流源I_charge给定时电容C充电，当定时电容C上的电压上升超过上参考电平V_H时，比较器COMP1输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q输出高电平；

S2)当RS触发器的输出端Q输出高电平，PMOS管M1关断、NMOS管M2开启，放电电流源I_discharge开始给定时电容C放电，C上的电压下降，当定时电容C上的电压下降到小于下参考电平V_L时，比较器COMP2输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q输出低电平；

RS触发器输出端Q为低电平，回到初始状态，然后依次重复上面两个过程。

单个定时电容的电流控制张弛振荡器的电容上的电压在上参考电平V_H和下参考电平V_L之间来回振荡。如果控制电路(图1中的COMP1、COMP2和RS触发器)的延时可以被忽略，且设I_charge＝I_discharge＝I，则振荡器的周期和频率为

由式2可以看出，如果控制电路的延时可以忽略，一旦选定电容C、上参考电平V_H和下参考电平V_L，单个定时电容的电流控制张弛振荡器的频率正比于控制电流I。

但是，图1所示的单个定时电容的电流控制张弛振荡器的控制电路的延时并不能忽略，定时电容C上的电压的实际波形如图2所示。由于控制电路的延时的存在，使得定时电容C上的电压达到上参考电平V_H时，PMOS管M1并没有立刻关断、NMOS管M2并没有立刻开启，导致电容上的电压过充，而由于电容上电压的过充，在电容电压下降时要求有同样的时间来释放过充的电荷(设I_charge＝I_discharge)，在这个过程中，控制电路的延时为2td，当定时电容C放电到接近下参考电平V_L时，同样会产生过放现象，因此，在一个周期中的总延时为T_d＝4td，因此频率的公式(式2)修正为

其中f_ideal为式1中的理想频率，T_d为振荡器一个周期内的延时4td。式3中的实际频率f与控制电流的关系可以用图3来表示。

因此，为了提高线性度和最大化振荡器的频率，必须减小该张弛振荡器中一个周期内的延时T_d。

同时，单个定时电容的电流控制张弛振荡器也有着许多其他的缺点，如需要两个参考电平；且因为有两个参考电平的存在，使得定时电容的振荡幅度受限，从而导致电路本身的噪声对充放电电容的阈值电平产生影响，并且这种影响会在每个周期累积，最终影响振荡器的输出频率；最后，由于器件的失配，其充电电流和放电电流不可能完全精确的相等，因此，很难获得50％的占空比。因此，有必要针对上面的缺点，对单个定时电容的电流控制张弛振荡器进行改进。

针对单个定时电容的电流控制张弛振荡器的不足，图4给出了可以减小一个周期内的延时T_d的带有双定时电容的电流控制张弛振荡器，包括电流源I₁和I₂，PMOS管M3、NMOS管M4、PMOS管M5、NMOS管M6，定时电容C01和C02，两个比较器COMP3和COMP4，RS触发器，比较器COMP3、比较器COMP4的同相端分别接定时电容C01、定时电容C02，比较器COMP3、比较器COMP4的反相端接在一起连接到参考电平V_R。

带有双定时电容的电流控制张弛振荡器的工作过程如下：

S1)设电路开始工作时，RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，PMOS管M3开启、NMOS管M4关断，电流源I_charge1给定时电容C01充电，PMOS管M5关断、NMOS管M6开启，定时电容C02放电到地GND，当定时电容C01上的电压上升到超过参考电平V_R时，比较器COMP3输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q变为高电平，输出端Q变为低电平；

S2)RS触发器的输出端Q为高电平，输出端Q为低电平，PMOS管M3关断、NMOS管M4开启，定时电容C01放电到地GND，PMOS管M5开启、NMOS管M6关断，电流源I_charge2给定时电容C02充电，当定时电容C02上的电压超过参考电平V_R时，比较器COMP4输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q变为低电平，输出端Q为高电平；

S3)RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，返回到初始状态S1)。

与图1的单个定时电容的电流控制张弛振荡器相比，图4所示的带有双定时电容的电流控制张弛振荡器具有明显改进的效果：

1)双定时电容张弛振荡器的充放电电容的振幅比单个定时电容张弛振荡器的充放电电容上的振幅大，可以在接近于GND到接近电源电压之间振荡，从而可以减小电路本身的噪声对充放电电容的翻转电平的影响。

2)双定时电容张弛振荡器只需一个参考电平，而基于单个定时电容的张弛振荡器则需要两个参考电平。

3)双定时电容的张弛振荡器的周期仅由电容C01、C02的充电过程决定。定时电容C02的充电时间决定了振荡器输出端Q为高电平的时间，定时电容C01的充电时间决定了振荡器输出Q为低电平的时间。双定时电容的电流控制张弛振荡器的周期仅由电容的充电过程决定，其波形如图5所示，因此，仅有电容充电过程时的控制电路(图4中的COMP3、COMP4和RS触发器)以及作为控制开关的PMOS管M3、NMOS管M4、PMOS管M5、NMOS管M6的延时才能影响到振荡器的周期，而电容放电过程的延时对振荡器周期不产生影响，因此整个周期的延时由单定时电容结构的4td减小到2td，提高了振荡器电路的控制线性度，增大了电路的最大频率范围。

虽然，带有双定时电容的电流控制张弛振荡器在一个周期内将延时由4td减小到2td，但是振荡器的输出频率仍然受到定时电容振荡幅度的控制电路和作为控制开关的PMOS管M3、NMOS管M4、PMOS管M5、NMOS管M6的延时2td的影响，特别是在高频时，2td的延时甚至大于振荡器输出波形的周期，不但降低了频率-控制电流的线性度，而且限制了振荡器的最大频率范围，因此有必要对双定时电容的电流控制张弛振荡器进行进一步的改进，来减小延时的影响。

针对带有双定时电容的电流控制张弛振荡器的不足，图6给出了带有参考电平自调节高线性度张弛振荡器，包括振荡电路、参考电平自调节电路和传输门选择信号产生电路。通过检测振荡电路中充放电电容的电压峰值，求出由于控制电路的延时导致的电容电压过充量，从而把振荡电路中的比较器参考电平减小相应的量作为新的参考电平来使得充放电电容的振荡幅度刚好为理论值，在新的参考电平大于零时，张弛振荡器消除了充放电电容由于控制电路的延时导致的电容电压过充对输出频率产生的影响，显著地提高了张弛振荡器的频率-控制电路的线性度，传输门选择信号产生电路通过控制传输门为比较器提供起始参考电平，在新的参考电平生成后，将其传送到比较器的反相端，而将初始参考电平与比较器反相端隔离。

参考电平自调节高线性度张弛振荡器的工作过程如下：

S1)设刚开始RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，控制开关S01打开、控制开关S02关断，电流I流向充放电电容C1，控制开关S03关断、控制开关S04打开，充放电电容C2放电到地，当充放电电容C1上的电位上升到超过第一比较器COMP5的起始参考电平V_ref时，第一比较器COMP5输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q输出高电平，输出端Q为低电平，同时充放电电容C1上的波形峰值V_peak通过峰值检测与保持电路检测出来并保持住，之后通过减法器电路与两倍的起始参考电平2V_ref相减，得到2V_ref-V_peak，并传送到第二传输门TG2的输入端。电路刚开启时，传输门选择信号产生电路中的V_φ为低电平，

为高电平，此时第一传输门TG1开启，起始参考电平V_ref传送到振荡电路中的第一比较器COMP5和第二比较器COMP6的反相端，当电路开启之后，传输门选择信号产生电路中PMOS管M7、M8给电容C3充完电后，V_φ为高电平，

为低电平，此时第一传输门TG1截止，第二传输门TG2开启，信号2V_ref-V_peak通过第二传输门TG2传送到第一比较器COMP5和第二比较器COMP6的反相端作为新的参考电平；

S2)RS触发器的输出端Q输出高电平，输出端Q为低电平，充电控制开关S01关断、控制开关S02打开，充放电电容C1放电到地，控制开关S03打开、控制开关S04关断，电流I流向充放电电容C2，当充放电电容C2上的电位上升到超过第二比较器COMP6的参考电平(起始为V_ref，传输门选择信号产生电路给电容C3充完电之后为2V_ref-V_peak)时，第二比较器COMP6输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q输出低电平，输出端Q为高电平；

S3)RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，返回到初始状态S1)，然后依次循环。

由上面的工作过程可知，张弛振荡器中的充放电电容的幅值，理论上为V_ref，由于控制电路的延时，导致充放电电容C1、C2上的电压过充，而电压过充则会使振荡器的周期延长，频率降低，因此，为了消除过充的影响，通过增加参考电平自调节电路来降低比较器的参考电平，使充放电电容上的电压幅度刚好为理论值V_ref，从而使得振荡器的输出频率刚好是理论设计值，提高频率-控制电流的线性度。为了使充放电电容上的电压幅度刚好为理论值V_ref，我们通峰值检测和保持电路来检测充放电电容C1上的峰值V_peak，之后求出充放电电容C1上电压的过充量V_peak-V_ref，为了使电容C1上的充电幅度刚好为理论值V_ref，我们将比较器的参考电平减去过充量作为新的参考电平，即V_ref-(V_peak-V_ref)＝2V_ref-V_peak，得到信号2V_ref-V_peak的减法过程由减法器来实现。由于控制电路的延时是固定，而选定了一个充电控制电流I之后，充放电电容上的过充电压是固定，因此，将比较器的参考电平减小一个过充量作为新的参考电平，从而使充放电电容上的电压幅度刚好是理论设计值的方法是可行的。因此，本发明提供的在参考电平2V_ref-V_peak大于0时，消除了控制电路的延时对张弛振荡器的输出频率产生的影响，显著地提高了振荡器的频率-控制电流的线性度，最大化了张弛振荡器的频率。加入参考电平自动调节电路前和加入参考电平自动调节电路后，电容C1上的波形变化如图7所示，张弛振荡器中的充放电电容的幅值，理论上为V_ref，由于控制电路的延时，导致充放电电容C1、C2上的电压过充，而电压过充则会使振荡器的周期延长，频率降低，消除了电容电压过充的影响。

虽然，带有参考电平自调节高线性度张弛振荡器通过参考电平自调节电路减小了传输延时，但这里需要注意的是控制电路的延时会随着温度、失调以及电源电压的变化而变化，外界环境的变化，将会使得充放电电容C1和C2上的峰值电压V_peak发生变化，上述方法的高精度张弛振荡器的效果变差，因为这里参考电平自调节减小的是一个某一特定条件下的定值传输延时。

针对带有双定时电容的电流控制张弛振荡器的不足，图8给出了带有误差延时检测高线性度的张弛振荡器，包括振荡电路、延时误差检测电路和调制电流产生电路，延时误差检测电路用于检测振荡电路中充放电电容的峰值电压，并根据峰值电压产生延时误差消除信号，使振荡器振荡在预设的频率上，调制电流产生电路根据充放电电容上的峰值电压，产生相应的附加控制电流，提高充放电电容的充电速率，消除振荡电路延时的影响，提高控制电流—频率的线性度。

误差延时检测高线性度的张弛振荡器的工作过程如下：

如图8，设初始状态时，RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，控制开关S1打开、控制开关S2关断，控制电流流向充放电电容C1，控制开关S3关断、控制开关S4打开，充放电电容C2放电到地，理论上，当充放电电容C1上的电位上升到超过参考电平V_ref时，比较器COMP7输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q输出高电平，输出端Q为低电平，控制开关S1关断、控制开关S2打开，充放电电容C1放电到地，控制开关S3打开、控制开关S4关断，控制电流流向充放电电容C2，当充放电电容C2的电位上升到超过参考电平V_ref时，RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，依次循环，产生振荡波形，但是实际上由于振荡电路延时的作用，充放电电容C1和C2的电压峰值会大于V_ref，导致控制电流—频率的非线性，本发明采用延时误差检测电路中的峰值检测与保持电路检测充放电电容C1和C2上的峰值电压，并将此峰值信号作为调制电流产生电路的控制信号，电路延时越大，峰值电压V_peak也会越大，使得调制电流产生电路的输出电流也相应增加，充放电电容C1和C2的充电速率上升，当调制电流达到预设的值后，振荡器的输出频率便为预设的频率，消除了电路延时的影响。

虽然，带有误差延时检测的高线性度张弛振荡器减小了传输延时，但由于上述电路需要先检测充放电电容C1和C2上的峰值电压，再将检测到的峰值电压作为调制电流产生电路的控制信号，使调制电流产生电路的输出电流增加，振荡器频率逐渐变大，等到振荡器的频率达到预设值时所需要的时间比较长，即振荡器有很长的启动时间，而且控制电路的延时会随着温度、失调以及电源电压的变化而变化，外界环境的变化，将会使得充放电电容C1和C2上的峰值电压V_peak0发生变化，如果在振荡器频率达到稳定之前，控制电路的延时因温度、失调以及电源电压的变化而发生改变，振荡器的频率将很难在一定时间内达到稳定的值，这会导致振荡器的功能发生异常，这种问题的存在很大程度上限制了上述张弛振荡器的性能稳定性。

发明内容

本发明针对张弛振荡器在外界环境变化时还能保持很高的精度的问题，提出一种利用电容预充电原理抵消充放电控制电路产生的延时，实现显著提高频率-控制电流线性度的高精度自适应的张弛振荡器，随外界环境变化张弛振荡器仍然能够保持很高的精度。

为实现上述发明目的，本发明采用如下技术方案：一种高精度自适应的张弛振荡器，其特征在于：以振荡电路为基础，增设两个电容预充电电路，利用电容预充电原理抵消设于振荡电路中的充放电控制电路产生的延时；包括振荡电路、第一电容预充电电路和第二电容预充电电路，电容预充电电路用于给振荡器充放电电容预充电，振荡电路在电容预充电电路预充电电平的基础上进行充放电，电容两次充电产生的误差延时抵消，使振荡器工作在预设的频率上，实现显著提高频率-控制电流线性度；其中：

振荡电路包括电流源I₀、I₁，控制开关S30、S40，充放电电容C10、C20，比较器CMP1、CMP2以及RS触发器RS1和参考电平V_X+V_ref，其中，比较器CMP1、CMP2和RS触发器RS1构成充放电控制电路；电流源I₀的负极和电流源I₁的负极均连接电源VDD，电流源I₀的正极和电流源I₁的正极分别连接控制开关S30的一端和控制开关S40的一端，控制开关S30的另一端连接充放电电容C10的一端和比较器CMP1的同相输入端，充放电电容C10的另一端接地，控制开关S40的另一端连接充放电电容C20的一端和比较器CMP2的同相输入端，充放电电容C20的另一端接地，比较器CMP1的反相输入端与比较器CMP2的反相输入端互连并连接参考电平V_X+V_ref，比较器CMP1的输出端和比较器CMP2的输出端分别连接RS触发器RS1的置位输入端S和复位输入端R；

第一电容预充电电路包括控制开关S10、S50，二输入与门AND1、脉冲产生电路和充放电控制电路，其中，充放电控制电路包括比较器CMP3、CMP4以及RS触发器RS2和参考电平V_X、V_M，比较器CMP3的反相输入端连接参考电平V_X，比较器CMP4的同相输入端连接参考电平V_M，比较器CMP3的同相输入端与比较器CMP4的反相输入端互连并与控制开关S50的一端、控制开关S10的一端以及振荡电路中控制开关S30的另一端连接在一起，控制开关S10的另一端连接振荡电路中电流源I₀的正极，控制开关S50的另一端接地，控制开关S50的控制端连接脉冲产生电路的输出信号，脉冲产生电路的输入端连接振荡电路中RS触发器RS1的输出端Q1，比较器CMP3的输出端和比较器CMP4的输出端分别连接RS触发器RS2的置位输入端S和复位输入端R，RS触发器RS2的输出端Q2连接二输入与门AND1的一个输入端，二输入与门AND1的另一个输入端连接振荡电路中RS触发器RS1的输出端

二输入与门AND1的输出端连接振荡电路中控制开关S30的控制端，RS触发器RS2的输出端

连接控制开关S10的控制端；

第二电容预充电电路与第一电容预充电电路的结构相同，包括控制开关S20、S60，二输入与门AND2、脉冲产生电路和充放电控制电路，其中，充放电控制电路包括比较器CMP5、CMP6以及RS触发器RS3和参考电平V_X、V_M，比较器CMP5的反相输入端连接参考电平V_X，比较器CMP6的同相输入端连接参考电平V_M，比较器CMP5的同相输入端与比较器CMP6的反相输入端互连并与控制开关S60的一端、控制开关S20的一端以及振荡电路中控制开关S40的另一端连接在一起，控制开关S20的另一端连接振荡电路中电流源I₁的正极，控制开关S60的另一端接地，控制开关S60的控制端连接脉冲产生电路的输出信号，脉冲产生电路的输入端连接振荡电路中RS触发器RS1的输出端

比较器CMP5的输出端和比较器CMP6的输出端分别连接RS触发器RS3的置位输入端S和复位输入端R，RS触发器RS3的输出端Q3连接二输入与门AND2的一个输入端，二输入与门AND2的另一个输入端连接振荡电路中RS触发器RS1的输出端Q1，二输入与门AND2的输出端连接振荡电路中控制开关S40的控制端，RS触发器RS3的输出端

连接控制开关S20的控制端；

上述电路通过两个电容预充电电路中的充放电控制电路检测充放电电容C10和C20上的电压来控制控制开关S10、S20对充放电电容C10和C20进行预充电，再控制开关S30、S40对充放电电容C10和C20进行充电，通过脉冲产生电路产生的窄脉冲输出，对充放电电容C10和C20进行放电，利用充放电电容C10和C20的两次充电过程中产生的受温度、失调和电源电压因素影响的误差延时相抵消，实现高精度自适应的张弛振荡器。

所述充放电电容C10和C20的结构与电容值完全相同；比较器CMP1、CMP2、CMP3、CMP4、CMP5和CMP6的结构完全相同；RS触发器RS1、RS2和RS3的结构完全相同；二输入与门AND1和二输入与门AND2的结构完全相同；设置的参考电平门限电压应满足V_M≤V_X+ΔV≤V_X+V_ref，其中ΔV为触发器RS1、RS2和RS3在充放电电容C10、C20上产生的电压过冲量。

在产生振荡过程中，脉冲产生电路的脉冲宽度不小于充放电电容C10和C20从电平V_X+V_ref放电到V_M的时间，不大于充放电电容C10和C20从电平V_X+V_ref放电到零电位的时间，避免脉冲宽度过宽导致控制开关S50和控制开关S60在充放电电容C10和C20充电的过程中仍然打开，致使得振荡器工作异常。

所述第一、第二两个电容预充电电路中的脉冲产生电路包括PMOS管MP1～MP6，NMOS管MN1～MN6，电容C_P和电阻R_P，PMOS管MP1～MP6的源极均连接电源VCC，NMOS管MN1～MN3的源极以及NMOS管MN5、MN6的源极和电容C_P的一端均接地，PMOS管MP1的栅极与NMOS管MN1的栅极互连并作为脉冲产生电路的输入端，PMOS管MP1的漏极与NMOS管MN1的漏极并与PMOS管MP2的栅极和NMOS管MN2的栅极连接在一起，PMOS管MP2的漏极与NMOS管MN2的漏极互连并连接电阻R_P的一端，电阻R_P的另一端连接与电容C_P的另一端以及PMOS管MP3的栅极和NMOS管MN3的栅极连接在一起，PMOS管MP3的漏极与NMOS管MN3的漏极互连并与PMOS管MP4的栅极和NMOS管MN5的栅极连接在一起，PMOS管MP4的漏极与PMOS管MP5的漏极、NMOS管MN4的漏极以及PMOS管MP6的栅极和NMOS管MN6的栅极连接在一起，PMOS管MP5的栅极与NMOS管MN4的栅极互连并连接PMOS管MP1的栅极与NMOS管MN1的栅极的互连端，NMOS管MN4的源极连接NMOS管MN5的漏极，PMOS管MP6的漏极与NMOS管MN6的漏极互连并作为脉冲产生电路的输出端。

所述比较器CMP1～CMP6的电路结构包括PMOS管MP7～MP9及NMOS管MN7～MN10，PMOS管MP7～MP9的源极均连接电源VCC，PMOS管MP7的栅极与PMOS管MP8的栅极互连并连接PMOS管MP7的漏极和NMOS管MN7的漏极，NMOS管MN7的源极与NMOS管MN8的源极互连并连接NMOS管MN9的漏极，NMOS管MN9的栅极与NMOS管MN10的栅极互连并连接偏置电压V_BIAS，NMOS管MN9的源极和NMOS管MN10的源极均接地，NMOS管MN10的漏极与PMOS管MP9的漏极互连并作为比较器的输出端，NMOS管MN8的栅极为比较器的同相输入端，NMOS管MN7的栅极为比较器的反相输入端。

所述RS触发器RS1～RS3的电路结构包括PMOS管MP10～MP13及NMOS管MN11～MN14，PMOS管MP10的源极和PMOS管MP12的源极均连接源VCC，PMOS管MP10的漏极连接PMOS管MP11的源极，PMOS管MP12的漏极连接PMOS管MP13的源极，NMOS管MN11～MN14的源极均接地，NMOS管MN11的栅极与PMOS管MP10的栅极互连并作为RS触发器的置位输入端S，NMOS管MN14的栅极与PMOS管MP13的栅极互连并作为RS触发器的复位输入端R，NMOS管MN12的栅极与PMOS管MP11的栅极互连并与NMOS管MN14的漏极、NMOS管MN13的漏极以及PMOS管MP13的漏极连接在一起作为RS触发器的作为RS触发器的输出端Q，NMOS管MN12的漏极与PMOS管MP11的漏极互连并与NMOS管MN11的漏极、NMOS管MN13的栅极以及PMOS管MP12的栅极连接在一起作为RS触发器的输出端Q。

与现有技术相比，本发明的优点及有益效果是：

(1)本发明高精度的自适应张弛振荡器通过对充放电电容C10和C20进行预充电，而充电引起的控制电路的延时可以通过两次充电进行抵消，使得振荡器频率具有很高的精度和频率-控制电流线性度。

(2)本发明高精度的自适应张弛振荡器在电路外界环境变化下振荡器具有自适应性，因为控制电路的延时会随着温度、失调以及电源电压的变化而变化，本发明不是直接通过提升比较器或者RS触发器的速度来减小延时，而是通过两次充电过程抵消控制电路产生的延时以及随外界环境变化的失调的影响，显著地提高了振荡器的精度，并且具有很强的温度稳定性和电源电压抑制即自适应性。

(3)本发明高精度的自适应张弛振荡器的启动时间很短，一个振荡周期后即可输出稳定的振荡器频率信号。

(4)本发明高精度的自适应张弛振荡器的振幅大，可以从接近于地的电位到接近电源电压，从而减小抖动对振荡器周期的影响。

附图说明

图1是现有技术中的基于单个接地定时电容的电流控制张弛振荡器；

图2是图1中充放电电容C上的电压波形；

图3是图1张弛振荡器中频率-控制电流关系中的传输延时的影响的曲线图；

图4是现有技术中的带有双接地定时电容的电流控制的张弛振荡器；

图5是图4中充放电电容C1、C2及振荡器输出Q和

的波形；

图6是现有技术中的带有参考电平自动调节的张弛振荡器；

图7是图6中充放电电容C1和振荡器输出Q的波形；

图8是现有技术中的带有误差延时检测电路的张弛振荡器；

图9是图6中充放电电容C1和振荡器输出Q的波形；

图10是本发明高精度的自适应张弛振荡器的基本结构框图；

图11是本发明高精度的自适应张弛振荡器上电后，充放电电容C10上的波形变化；

图12是本发明高精度的自适应张弛振荡器的工作流程图；

图13是本发明高精度的自适应张弛振荡器控制开关S10、S20、S30、S40、充放电电容C10、C20和振荡器输出Q的波形；

图14是本发明高精度的自适应张弛振荡器的一种实施电路图；

图15是本发明高精度的自适应张弛振荡器采用的脉冲产生电路的实施电路图；

图16是本发明高精度的自适应张弛振荡器采用的比较器的实施电路；

图17是本发明高精度的自适应张弛振荡器采用的RS触发器的实施电路。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举的实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

参照图10和图14，本发明在振荡电路1的基础上增设了能够给充放电电容进行预充电的第一电容预充电电路2和第二电容预充电电路3。振荡电路1、第一电容预充电电路2和第二电容预充电电路3中均包括结构相同的充放电控制电路。

振荡电路1包括电流源I₀、I₁，控制开关S30、S40，充放电电容C10、C20，比较器CMP1、CMP2及RS触发器RS1和参考电平V_X+V_ref，其中比较器CMP1、CMP2及RS触发器RS1构成充放电控制电路。电流源I₀的负极接电源VDD，正极接控制开关S10、S30，控制开关S30的另一端接充放电电容C10的一端和比较器CMP1的同相输入端，充放电电容C10的另一端接地，电流源I₁的负极接电源VDD，正极接控制开关S20、S40，控制开关S40的另一端接充放电电容C20的一端和比较器CMP2的同相输入端，充放电电容C20的另一端接地，比较器CMP1、CMP2的反相输入端互连并接参考电平V_X+V_ref，CMP1的输出端接RS触发器RS1的置位输入端S，CMP2的输出端接RS触发器RS1的复位输入端R。

第一电容预充电电路2包括控制开关S10、S50，脉冲产生电路，二输入与门AND1以及比较器CMP3、CMP4及RS触发器RS2和参考电平V_X、V_M构成的充放电控制电路。控制开关S10的一端接电流源I₀的正极，控制开关S10的另一端接充放电电容C10的一端、控制开关S50的一端、比较器CMP3的同相输入端和比较器CMP4的反相输入端，控制开关S50的另一端接地，比较器CMP3的反相输入端接参考电平V_X，比较器CMP4的同相输入端接参考电平V_M，比较器CMP3的输出端接RS触发器RS2的置位输入端S，比较器CMP4的输出端接RS触发器RS2的复位输入端R，RS触发器RS2的输出

高电平可直接使控制开关S10闭合，输出Q2和RS触发器RS1的

分别接到二输入与门AND1的两个输入端，二输入与门AND1的输出端高电平可直接使控制开关S30闭合。

第二电容预充电电路3与第一电容预充电电路2结构相同，包括控制开关S20、S60，脉冲产生电路，二输入与门AND2以及比较器CMP5、CMP6及RS触发器RS3和参考电平V_X、V_M构成的电容预充电控制电路。控制开关S20的一端接电流源I₁的正极，控制开关S20的另一端接充放电电容C20的一端、控制开关S60的一端、比较器CMP5的同相输入端和比较器CMP6的反相输入端，控制开关S60的另一端接地，比较器CMP5的反相输入端接参考电平V_X，比较器CMP6的同相输入端接参考电平V_M，比较器CMP5的输出端接RS触发器RS3的置位输入端S，比较器CMP6的输出端接RS触发器RS3的复位输入端R，RS触发器RS3的输出

高电平可直接使控制开关S20闭合，输出Q3和RS触发器RS1的Q1分别接到二输入与门AND2的两个输入端，二输入与门AND2的输出端高电平可直接使控制开关S40闭合。

上述充放电电容C10和充放电电容C20的结构和电容值完全相同，电流源I₀和电流源I₁的结构和电流值完全相同，比较器CMP1、CMP2、CMP3、CMP4、CMP5和CMP6电路结构完全相同的，RS触发器RS1、RS2和RS3完全相同的，二输入与门AND1、AND2电路结构完全相同，两个电容预充电电路中的脉冲产生电路结构相同。

如图10，设初始状态时，RS触发器RS1的输出端Q1为低电平，电容预充电控制电路控制控制开关S10打开，S50关断，电流源I₀给充放电电容C10充电，同时电容预充电控制电路控制控制开关S20打开，S60关断，电流源I₁给充放电电容C20充电，当充放电电容C10上的电位上升到超过参考电平V_X时，控制开关S10关断，控制开关S30打开，电流源I₀继续给充放电电容C10充电，同时控制开关S20关断，控制开关S60关断，电流源I₁停止给充放电电容C20充电，充放电电容两端电压保持不变，当充放电电容C10上的电位上升到超过参考电平V_X+V_ref时，控制开关S10和控制开关S30关断，控制开关S50在脉冲产生电路产生的一个脉冲下打开，充放电电容C10开始放电，同时控制开关S40打开，控制开关S60关断，电流源I₁继续给充放电电容C20充电，在充放电电容C20上的电位上升到超过参考电平V_X+V_ref的过程中，充放电电容C10上的电位降到低于参考电平V_M时，控制开关S10打开，控制开关S50在脉冲宽度之后关断，电流源I₀给充放电电容C10充电，当充放电电容C10上的电位上升到超过参考电平V_X时，控制开关S10关断，充放电电容C10上的电位保持不变，等到充放电电容C20上的电位上升到超过参考电平V_X+V_ref时，控制开关S30打开，电流源I₀给充放电电容C10充电，同时控制开关S60在脉冲产生电路产生的一个脉冲下打开，充放电电容C20开始放电，如此循环反复，产生振荡波形，以上工作过程如图12所示。

本发明在加上充放电电容预充电电路后，充放电电容C10上的波形变化如图11所示。产生振荡过程中，脉冲产生电路的脉冲宽度的设计应当满足：脉冲宽度不小于充放电电容C10和C20从电平V_X+V_ref放电到V_M的时间，不大于充放电电容C10和C20从电平V_X+V_ref放电到零电位的时间，防止脉冲宽度过宽导致控制开关S50和控制开关S60在充放电电容C10和C20充电的过程中仍然打开，致使振荡器工作异常。

如图13中标注的放电时间即为脉冲产生电路的脉冲宽度。张弛振荡器的周期为充放电电容C10和C20从预充电到超过参考电平V_X时电位开始充电到超过参考电平V_X+V_ref的充电时间的两倍，充放电电容C10和C20充电到参考电平V_X或者V_X+V_ref后由于控制电路的延时产生过充在同一环境下抵消，同时抵消的包括电路的失调影响等，从而保证了张弛振荡器具有很高的精度和频率-控制电流线性度。

如图11(a)所示，当参考电平为V_ref，加入电容预充电电路前，在振荡器开始上电时，由于电路延时td的影响(td与温度T、失调OS以及电源电压VDD等都有关，可以表示为td(T,OS,VDD))，电容C10的电压在上升的过程中发生过充并上升至初始峰值电压V_peak0，振荡器的输出(RS触发器输出端Q的信号)频率大于预设值；加入电容预充电电路后，充放电电容的两次充电过程都会因为电路延时产生过充，因为充放电电容C10和C20的结构和电容值完全相同，电流源I₀和I₁结构和电流值完全相同，则在振荡器的处在任意环境中，由于电路延时产生的过充以及失调的影响都可以抵消，张弛振荡器具有很高的精度和频率-控制电流线性度以及不随外界环境及失调的影响的自适应性。

图14的工作过程如下：

1)假设RS触发器输出端Q1、Q2和Q3的初始状态都为低电平，电容C10和C20的大小相等都为C且初始电压都为0，电流源I₀和I₁大小都为I_REF，比较器的门限电压V_X+V_ref＞V_X＞V_M；

2)开始时开关S10和S20闭合，S30、S40、S50和S60断开，电流源I₀和电流源I₁分别给电容C10和C20充电，在电容C10和C20充电到V_X时，Q2和Q3的输出电平发生跳变输出高电平，充电时间

式中，C为电容C10和C20相同的电容值，I_REF为充电电流I₀和I₁的值，td(T,OS,VDD)是与温度T、失调OS以及电源电压VDD等都有关的电路延时。

3)Q2和Q3输出高电平后开关S10、S20、S40、S50和S60断开，S30闭合，电容C20两端电压保持V_X不变，电流源I₀继续给电容C10充电，在电容C10充电到V_X+V_ref时，Q1电平发生跳变输出高电平，充电时间

式中，C为电容C10和C20相同的电容值，I_REF为充电电流I₀和I₁的值，td(T,OS,VDD)是与温度T、失调OS以及电源电压VDD等都有关的电路延时。

4)Q1输出高电平后开关S10、S20、S30和S60断开，S40和S50闭合，电流源I₁给电容C20充电，电容C10放电，待电容C10放电到V_M时，Q2输出电平发生跳变输出低电平；

5)Q2输出低电平后开关S10闭合，S50断开，电流源I₀给电容C10充电，电容C10充电到V_X后，Q2输出电平发生跳变输出高电平；

6)Q2输出高电平后开关S10断开，此时电容C10上的电压保持V_X不变，等待电容C20充电到V_X+V_ref时，Q1的输出电平发生跳变输出低电平，充电时间

式中，C为电容C10和C20相同的电容值，I_REF为充电电流I₀和I₁的值，td(T,OS,VDD)是与温度T、失调OS以及电源电压VDD等都有关的电路延时。

7)Q1输出电平变为低电平后S40断开，S30闭合，电流源I₀给电容C10充电，电容C20放电，待电容C20放电到V_M时，Q3输出电平发生跳变输出高电平；

8)Q3输出高电平后开关在脉冲结束后S60断开，S20闭合，电流源I₁给电容C20充电，电容C20充电到V_X后，Q3输出电平发生跳变输出低电平；

9)Q3输出低电平后开关S20断开，此时电容C20上的电压保持V_X不变，等待电容C10充电到V_X+V_ref时，Q1的输出电平发生跳变输出高电平，充电时间

式中，C为电容C10和C20相同的电容值，I_REF为充电电流I₀和I₁的值，td(T,OS,VDD)是与温度T、失调OS以及电源电压VDD等都有关的电路延时。

10)重复上述步骤4到步骤9的工作过程，形成振荡。

假设由于控制电路RS触发器延时在电容上产生的电压过冲量为ΔV，那么电路正常工作的话，设置的参考电平(门限电压)应该满足如下关系

V_M≤V_X+ΔV≤V_X+V_ref式8

根据电路的工作原理，电路的工作过程参照图13，可知电容预充电电路的周期取决于电容C10和C20从电压V_X+ΔV充电到电压V_X+V_ref+ΔV的时间，其周期为

其中，C为电容C10和C20相同的电容值，I_REF为充电电流I₀和I₁的值。

振荡器的频率为

其中，C为电容C10和C20相同的电容值，I_REF为充电电流I₀和I₁的值。

图15是本发明高精度的自适应张弛振荡器采用的脉冲产生电路的一种实施电路。在本实施例中，利用RS1输出经过脉冲产生电路，在输入信号上升沿产生一个窄脉冲信号控制开关S50和S60的闭合，使得充放电电容C10和C20上的电位可以放电到V_M，这里的脉冲宽度可以由充放电电容上的放电电压和容值计算确定，脉冲宽度在波形图中如图13。

图16是本发明高精度的自适应张弛振荡器采用的比较器的一种实施电路。MP7、MP8、MN7、MN8和MN9构成五管差分输入级，MP9和MN10构成第二增益级的两级开环运放作为比较器，使比较器对两个输入电压进行比较后输出高电平或低电平。

图17是本发明高精度的自适应张弛振荡器采用的RS触发器的一种实施电路。在实施例中，基于两个与非门构成的RS触发器。

在示出的实施例中，其他更改和组合是可能的，本发明并不限定在示出的几种实例中。虽然本发明已经利用特殊实施例在上面进行了描述，但是本领域的技术人员可以在权利要求的范围内进行多种更改。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种高精度自适应的张弛振荡器，其特征在于：以振荡电路为基础，增设两个电容预充电电路，利用电容预充电原理抵消设于振荡电路中的充放电控制电路产生的延时；包括振荡电路、第一电容预充电电路和第二电容预充电电路，电容预充电电路用于给振荡器充放电电容预充电，振荡电路在电容预充电电路预充电电平的基础上进行充放电，电容两次充电产生的误差延时抵消，使振荡器工作在预设的频率上，实现显著提高频率-控制电流线性度；其中：

振荡电路包括电流源I₀、I₁，控制开关S30、S40，充放电电容C10、C20，比较器CMP1、CMP2以及RS触发器RS1和参考电平V_X+V_ref，其中，比较器CMP1、CMP2和RS触发器RS1构成充放电控制电路；电流源I₀的负极和电流源I₁的负极均连接电源VDD，电流源I₀的正极和电流源I₁的正极分别连接控制开关S30的一端和控制开关S40的一端，控制开关S30的另一端连接充放电电容C10的一端和比较器CMP1的同相输入端，充放电电容C10的另一端接地，控制开关S40的另一端连接充放电电容C20的一端和比较器CMP2的同相输入端，充放电电容C20的另一端接地，比较器CMP1的反相输入端与比较器CMP2的反相输入端互连并连接参考电平V_X+V_ref，比较器CMP1的输出端和比较器CMP2的输出端分别连接RS触发器RS1的置位输入端S和复位输入端R；

第一电容预充电电路包括控制开关S10、S50，二输入与门AND1、脉冲产生电路和充放电控制电路，其中，充放电控制电路包括比较器CMP3、CMP4以及RS触发器RS2和参考电平V_X、V_M，比较器CMP3的反相输入端连接参考电平V_X，比较器CMP4的同相输入端连接参考电平V_M，比较器CMP3的同相输入端与比较器CMP4的反相输入端互连并与控制开关S50的一端、控制开关S10的一端以及振荡电路中控制开关S30的另一端连接在一起，控制开关S10的另一端连接振荡电路中电流源I₀的正极，控制开关S50的另一端接地，控制开关S50的控制端连接脉冲产生电路的输出信号，脉冲产生电路的输入端连接振荡电路中RS触发器RS1的输出端Q1，比较器CMP3的输出端和比较器CMP4的输出端分别连接RS触发器RS2的置位输入端S和复位输入端R，RS触发器RS2的输出端Q2连接二输入与门AND1的一个输入端，二输入与门AND1的另一个输入端连接振荡电路中RS触发器RS1的输出端

二输入与门AND1的输出端连接振荡电路中控制开关S30的控制端，RS触发器RS2的输出端

连接控制开关S10的控制端；

第二电容预充电电路与第一电容预充电电路的结构相同，包括控制开关S20、S60，二输入与门AND2、脉冲产生电路和充放电控制电路，其中，充放电控制电路包括比较器CMP5、CMP6以及RS触发器RS3和参考电平V_X、V_M，比较器CMP5的反相输入端连接参考电平V_X，比较器CMP6的同相输入端连接参考电平V_M，比较器CMP5的同相输入端与比较器CMP6的反相输入端互连并与控制开关S60的一端、控制开关S20的一端以及振荡电路中控制开关S40的另一端连接在一起，控制开关S20的另一端连接振荡电路中电流源I₁的正极，控制开关S60的另一端接地，控制开关S60的控制端连接脉冲产生电路的输出信号，脉冲产生电路的输入端连接振荡电路中RS触发器RS1的输出端

比较器CMP5的输出端和比较器CMP6的输出端分别连接RS触发器RS3的置位输入端S和复位输入端R，RS触发器RS3的输出端Q3连接二输入与门AND2的一个输入端，二输入与门AND2的另一个输入端连接振荡电路中RS触发器RS1的输出端Q1，二输入与门AND2的输出端连接振荡电路中控制开关S40的控制端，RS触发器RS3的输出端

连接控制开关S20的控制端；

上述振荡电路、第一电容预充电电路和第二电容预充电电路中，通过第一和第二两个电容预充电电路中的充放电控制电路检测充放电电容C10和C20上的电压来控制控制开关S10、S20对充放电电容C10和C20进行预充电，再控制开关S30、S40对充放电电容C10和C20进行充电，通过脉冲产生电路产生的窄脉冲输出，对充放电电容C10和C20进行放电，利用充放电电容C10和C20的两次充电过程中产生的受温度、失调和电源电压因素影响的误差延时相抵消，实现高精度自适应的张弛振荡器。

2.根据权利要求1所述的高精度自适应的张弛振荡器，其特征在于：所述充放电电容C10和C20的结构与电容值完全相同；比较器CMP1、CMP2、CMP3、CMP4、CMP5和CMP6的结构完全相同；RS触发器RS1、RS2和RS3的结构完全相同；二输入与门AND1和二输入与门AND2的结构完全相同；设置的参考电平门限电压应满足V_M≤V_X+ΔV≤V_X+V_ref，其中ΔV为触发器RS1、RS2和RS3在充放电电容C10、C20上产生的电压过冲量。

3.根据权利要求1或2所述的高精度自适应的张弛振荡器，其特征在于：产生振荡过程中，脉冲产生电路的脉冲宽度不小于充放电电容C10和C20从电平V_X+V_ref放电到V_M的时间，不大于充放电电容C10和C20从电平V_X+V_ref放电到零电位的时间，避免脉冲宽度过宽导致控制开关S50和控制开关S60在充放电电容C10和C20充电的过程中仍然打开，致使得振荡器工作异常。

4.根据权利要求3所述的高精度自适应的张弛振荡器，其特征在于：所述第一、第二两个电容预充电电路中的脉冲产生电路包括PMOS管MP1～MP6，NMOS管MN1～MN6，电容C_P和电阻R_P，PMOS管MP1～MP6的源极均连接电源VCC，NMOS管MN1～MN3的源极以及NMOS管MN5、MN6的源极和电容C_P的一端均接地，PMOS管MP1的栅极与NMOS管MN1的栅极互连并作为脉冲产生电路的输入端，PMOS管MP1的漏极与NMOS管MN1的漏极并与PMOS管MP2的栅极和NMOS管MN2的栅极连接在一起，PMOS管MP2的漏极与NMOS管MN2的漏极互连并连接电阻R_P的一端，电阻R_P的另一端连接与电容C_P的另一端以及PMOS管MP3的栅极和NMOS管MN3的栅极连接在一起，PMOS管MP3的漏极与NMOS管MN3的漏极互连并与PMOS管MP4的栅极和NMOS管MN5的栅极连接在一起，PMOS管MP4的漏极与PMOS管MP5的漏极、NMOS管MN4的漏极以及PMOS管MP6的栅极和NMOS管MN6的栅极连接在一起，PMOS管MP5的栅极与NMOS管MN4的栅极互连并连接PMOS管MP1的栅极与NMOS管MN1的栅极的互连端，NMOS管MN4的源极连接NMOS管MN5的漏极，PMOS管MP6的漏极与NMOS管MN6的漏极互连并作为脉冲产生电路的输出端。

5.根据权利要求2所述的高精度自适应的张弛振荡器，其特征在于：所述比较器CMP1～CMP6的电路结构包括PMOS管MP7～MP9及NMOS管MN7～MN10，PMOS管MP7～MP9的源极均连接电源VCC，PMOS管MP7的栅极与PMOS管MP8的栅极互连并连接PMOS管MP7的漏极和NMOS管MN7的漏极，NMOS管MN7的源极与NMOS管MN8的源极互连并连接NMOS管MN9的漏极，NMOS管MN9的栅极与NMOS管MN10的栅极互连并连接偏置电压V_BIAS，NMOS管MN9的源极和NMOS管MN10的源极均接地，NMOS管MN10的漏极与PMOS管MP9的漏极互连并作为比较器的输出端，NMOS管MN8的栅极为比较器的同相输入端，NMOS管MN7的栅极为比较器的反相输入端。

6.根据权利要求2所述的高精度自适应的张弛振荡器，其特征在于：所述RS触发器RS1～RS3的电路结构包括PMOS管MP10～MP13及NMOS管MN11～MN14，PMOS管MP10的源极和PMOS管MP12的源极均连接源VCC，PMOS管MP10的漏极连接PMOS管MP11的源极，PMOS管MP12的漏极连接PMOS管MP13的源极，NMOS管MN11～MN14的源极均接地，NMOS管MN11的栅极与PMOS管MP10的栅极互连并作为RS触发器的置位输入端S，NMOS管MN14的栅极与PMOS管MP13的栅极互连并作为RS触发器的复位输入端R，NMOS管MN12的栅极与PMOS管MP11的栅极互连并与NMOS管MN14的漏极、NMOS管MN13的漏极以及PMOS管MP13的漏极连接在一起作为RS触发器的作为RS触发器的输出端Q，NMOS管MN12的漏极与PMOS管MP11的漏极互连并与NMOS管MN11的漏极、NMOS管MN13的栅极以及PMOS管MP12的栅极连接在一起作为RS触发器的输出端

Images