CN108649900B - 一种振荡器链路延时校正电路 - Google Patents

一种振荡器链路延时校正电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种振荡器链路延时校正电路，该电路包括有含有链路延时的振荡器、链路延时检测单元、桥式辅助充放电单元，充放电速率调节单元、驱动单元；所述链路延时检测单元连接于所述振荡器，桥式辅助充放电单元则连接于所述链路延时检测单元，所述充放电速率调节单元连接于桥式辅助充放电单元，所述驱动单元设置在振荡器的输出端。通过桥式辅助充放电单元的放电回路动态检测信号链路上的延时，同时通过桥式辅助充放电单元的充电回路在等效延时窗口内进行充电以抵消电容上由于链路延时带来的额外电荷，从而消除链路延时对RC振荡器频率的影响。

Description

一种振荡器链路延时校正电路
技术领域
本发明属于集成电路技术领域，特别涉及振荡器的一种动态校正技术。
背景技术
在超大规模集成电子电路设计领域，无论是单片机还是微处理器，它们的核心都是大规模的时序逻辑电路，因此常常要用到一类专门用于产生信号的电路(即振荡电路)去驱动。振荡电路可以将直流功率转换成为周期性的波形信号，RC振荡器是应用最为普遍的一种振荡器电路，它的结构简单、成本较低，集成度高，作为稳定的时钟源广泛应用于各个电子***。
常用的RC振荡器电路如图1所示，基准电流Iref经过电阻R产生参考电压Vref，连接到两个比较器的负端，基准电流Iref给电容C1、C2充放电，电容C1、C2上的电压分别接比较器的正端，与参考电压Vref做比较。假设初始时CK1＝1,CK2＝0，S1,S3导通，S2，S4截止。C2通过S3放电到地，电源VDD通过电流源Iref对C1充电，V1逐渐升高。当V1大于Vref时，RST＝1，RS触发器Q端输出CK1＝0，CK2＝1，S1,S3截止，S2，S4导通。C1通过S2放电到地，Iref通过开关S4给电容C2充电，V2逐渐升高。当V2大于Vref时，SET＝1，RS触发器Q端输出CK1＝1，CK2＝0。通过电容C1，C2的周期性充放电，RS触发器就会输出一个稳定的时钟频率。假设电容C1，C2相等，C1＝C2＝C，Vref＝Iref*R＝Iref*t/C，t＝RC，t是电容从0充电到Vref所需要的时间。一个周期包含C1和C2的充电时间，所以输出时钟的频率为f＝1/2RC。
由于在标准的CMOS工艺下，器件的参数(电阻、电容等)通常都会随着制造工艺角的不同有波动，上述提到的时钟输出频率f离散度通常比较大，因此RC振荡器通常都需要对电阻电容进行修调。在一些有外部参考精准时钟源存在的***(如电力***)，可借助外部参考源作为基准进行修调，如专利申请201310670253.5所提及的。但更多的电子应用***通常没有额外的外部精准源作参考，对于此类电子***，常见的方法是：内部电阻、电容做成可调，然后在给定条件下测量时钟输出频率，通过对内部电阻、电容进行逐一修调从而调整时钟频率达到预期值，进而消除电阻、电容带来的工艺偏差影响。在电阻电容的偏差被修调之后，随着电源温度的变化，振荡器的链路延时对时钟输出频率的影响就进一步显现出来。例如图1的电路中，如果实际的链路(比较器+RS触发器)有延时Td，则输出时钟频率变为f＝1/(2RC+2Td)。对于振荡器特别是高速振荡器，链路延时Td会造成频率偏差，成为影响RC振荡器的频率特性和温度特性的重要因素，降低了振荡器的整体性能，限制了应用环境。
发明内容
基于此，因此本发明的首要目地是提供一种振荡器链路延时校正电路，该延时校正电路通过桥式辅助充放电单元的放电回路动态检测信号链路上的延时，同时通过桥式辅助充放电单元的充电回路在等效延时窗口内进行充电以抵消电容上由于链路延时带来的额外电荷，从而消除链路延时对RC振荡器频率的影响，提高振荡器频率、温度特性。
为实现上述目的，本发明的技术方案为：
一种振荡器链路延时校正电路，其特征在于该电路包括有含有链路延时(比较器、RS触发器及相关逻辑单元，均为现有技术)的振荡器、链路延时检测单元、桥式辅助充放电单元，充放电速率调节单元、驱动单元；所述链路延时检测单元连接于所述振荡器，桥式辅助充放电单元则连接于所述链路延时检测单元，所述充放电速率调节单元连接于桥式辅助充放电单元，所述驱动单元设置在振荡器的输出端。通过桥式辅助充放电单元的放电回路动态检测信号链路上的延时，同时通过桥式辅助充放电单元的充电回路在等效延时窗口内进行充电以抵消电容上由于链路延时带来的额外电荷，从而消除链路延时对RC振荡器频率的影响。
进一步，所述振荡器还包含有：
充放电主体，所述充放电主体连接于桥式辅助充放电单元，以对桥式辅助充放电单元进行充放电控制。
更进一步，所述充放电主体包括有电容C1、C2，充电电流源Iref，充放电开关S1、S2、S5、S6；所述电容C1、开关S1和S2、充电电流源Iref构成一个充放电单元，接于桥式辅助充放电单元；所述电容C2、开关S5和S6、充电电流源Iref构成另一个充放电单元，接于桥式辅助充放电单元。通过两个充放电单元构成充放电主体，能够有效地进行恒流放电和快速放电。
更进一步，所述振荡器还包括有由基准电流Iref和电阻R产生的基准电压源Vref；
比较电路网络(由两个并联的比较器1、2构成)；
充放电控制单元(由RS触发器1构成)；
驱动单元以输出振荡器频率；
比较电路网络分别输出复位信号RST、置位信号SET，这两个信号分别送到链路延时检测单元。
更进一步，所述链路延时检测由两个RS触发器2/3及相关逻辑单元构成。其产生相应的与链路延时相关的信号变量，并控制桥式辅助充放电回路，使其在对应时间窗口对电容C1、C2辅助充放电，从而对链路延时进行动态校正。
更进一步，所述充放电速率调节单元包括有电流镜、跨导放大器及可调电阻Radj，可调电阻Radj接于跨导放大器，跨导放大器接于电流镜，电流镜则接于桥式辅助充放电单元，通过可调电阻Radj调节桥式辅助充放电单元的充放电电流大小从而实现不同充放电速率。
进一步，所述充放电速率调节单元中，包括有两套两个电流镜、跨导放大器电路及可调电阻Radj，其中，电流镜1、跨导放大器1及一个可调电阻Radj和电阻R产生和充电电流Icharge＝Iref*Radj/(R+Radj)；电流镜2、跨导放大器2及一个可调电阻Radj和接于VDD的电阻R则产生放电电流Idischarge＝Iref*Radj/R。
本发明通过桥式辅助充放电单元的放电回路动态检测信号链路上的延时，同时通过桥式辅助充放电单元的充电回路在等效延时窗口内进行充电以抵消电容上由于链路延时带来的额外电荷，从而消除链路延时对RC振荡器频率的影响，提高振荡器频率、温度特性。
附图说明
图1是现有技术的电路图。
图2是本发明所实施的总体架构框图。
图3是本发明所实施链路延时校正电路总图。
图4是本发明所实施链路延时校正(Radj＝R)电路图。
图5是图4所实施电路的校正时序图。
图6是图4所实施电路的校正前后信号对比图。
图7是图4所实施电路的8M时钟校正时序图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
整个***框图如图2所示，更详细的延时矫正总图如图3所示。由于链路延时Td(比较器、RS触发器)的影响，当V1(V2)充电到翻转阈值Vref后还会对所在节点电容C1(C2)继续充电，C1＝C2＝C，过充的电压ΔV1(ΔV2)为ΔV＝ΔV1＝ΔV2＝Iref*t/C；经过延时t＝Td后，比较器1(比较器2)发生翻转0->1，输出时钟CK1、CK2跟着翻转，链路延时检测单元输出相应控制信号CKA1，CKB1(CKA2，CKB2)对C1(C2)进行不同阶段的放电：恒流放电和快速放电。
充放电速率调节单元产生放电电流I discharge＝Iref*Radj/R和充电电流Icharge＝Iref*Radj/(R+Radj)。在恒流放电阶段，C1(C2)通过桥式辅助充放电单元以恒流放电电流I discharge从过充后的电压处Vref+ΔV1(ΔV2)放电，经过t1时间V1(V2)放电到Vref，放电时间t1＝ΔV*C/Idischarge＝Iref*Td/(Iref*Radj/R)＝Td*R/Radj。
在快速放电阶段，V1(V2)从Vref快速放电到0，比较器1(比较器2)发生反方向翻转1->0，RST(SET)跟着翻转。由于振荡器主体采用RS触发器，因此其状态未发生任何变化。但链路延时检测电路里的RS触发器2、3复位置位信号反向，经过t2＝Td的链路延时，链路延时检测电路能检测出这个反方向翻转。
因此电容C1(C2)从恒流放电开始到链路延时检测信号输出反方向翻转的总时间t3＝t1+t2＝Td*R/Radj+Td＝Td*(R+Radj)/Radj，链路延时检测单元能检测出这个时间变量t3并传递到桥式辅助充放电单元。因此充放电速率调节单元产生的充电电流Icharge会在时间窗口t3＝Td*(R+Radj)/Radj内通过桥式单元对另一个电容C2(C1)进行辅助充电，总的充电电荷＝Icharge*t3＝[Iref*Radj/(R+Radj)]*[Td*(R+Radj)/Radj]＝Iref*Td。该辅助充电电荷正好与之前Td带来的振荡器充放电主体过充电荷Iref*Td相等，从而完全消除延时Td对振荡器频率特性的影响，提高振荡器的整体精度。Radj是基于基准电阻R的N位可调电阻网络，通过Radj_control[1:N]调节Radj阻值可以实现不同形式的基准电阻R串并组合进而控制充放电Icharge、Idischarge速率，Radj只改变Icharge和Idischarge的绝对电流大小，但辅助充电电荷总量＝Icharge*t3＝Icharge*(Iref*Td/Idischarge+Td)＝[Iref*Radj/(R+Radj)]*[Td*(R+Radj)/Radj]保持不变。对不同的振荡器频率配置，可以灵活使用不同的辅助充放电速率，当振荡器频率变高时，可以适当提高辅助充放电速率；当振荡器频率变低时，可以适当降低辅助充放电速率，从而防止辅助充放电电荷不足或溢出。
以Radj＝R为例，即充放电速率调节单元产生的Icharge＝Iref*Radj/(R+Radj)＝Iref/2,I discharge＝Iref*Radj/R＝Iref,同时取C1＝C2＝C，如图4所示。
电流源Iref和电阻R产生比较基准源Vref，并接到比较器1、2的负端；比较器1、2的正端分别接电容C1的节点V1和电容C2的节点V2。
比较器1、2的输出RST、SET分别接到RS触发器1的R、S端，RST接到RS触发器2的R端并通过反相器接到RS触发器2的S端，SET接到RS触发器3的S端并通过反相器接到RS触发器3的R端。RS触发器1的输出CK1、CK2分别去控制开关S1、S5，CK1经过驱动单元输出所需的时钟频率。RS触发器2的输出QB2、Q2与CK2进行逻辑与产生CKA1、CKB1。RS触发器3的输出Q3、QB3与CK1进行逻辑与产生CKA2、CKB2。
开关S3、S4、S7、S8和充放电回路Icharge、Idischarge构成桥式辅助充放电单元。S3、S8受控于CKA1；S4、S7受控于CKA2。桥式辅助充放电单元交替对节点V1、V2辅助充放电。当CKA1＝1时，节点V1则通过S3开关放电，节点V2通过S8开关充电；当CKA2＝1时，节点V1通过S4开关充电，节点V2则通过S7开关放电。
电容C1通过开关S1和电流源Iref接到电源VDD；通过开关S2接到地。当CK1＝1时，S1导通，电源VDD通过电流源Iref对C1充电；当CKA1＝1时，S3导通，C1通过桥式辅助单元以Idischarge进行放电；当CKB1＝1时，S2导通，C1快速放电。
电容C2通过开关S5和电流源Iref接到电源VDD；通过开关S6接到地。当CK2＝1时，S5导通，电源VDD通过电流源Iref对C2充电；当CKA2＝1时，S7导通，C2通过桥式辅助单元以Idischarge＝Iref进行放电；当CKB2＝1时，S6导通，C2快速放电。
整个工作过程如下：
假设初始时CK1＝1,CK2＝0，S1、S7导通，S2、S3、S5、S6截止。电源VDD通过电流源Iref对C1充电，V1逐渐升高。当V1大于Vref时，比较器1开始翻转0->1，RST状态发生变化0->1，RS触发器1复位。经过Td(比较器延时+RS触发器延时)，RS触发器1输出CK1翻转1->0，CK2翻转0->1，S1截止，S5导通，V1过充到Vref+ΔV，过充电压为ΔV＝Iref*Td/C，电源VDD通过电流源Iref开始对V2充电。由于RST接到RS触发器2的R端，Q2翻转1->0，QB2翻转0->1，CKA1翻转0->1，S3导通，电容C1通过桥式辅助单元以Idischarge＝Iref进行放电。经过t1(t1＝ΔV*C/Iref＝Iref*Td/Iref＝Td)时间，V1放电到Vref，比较器1开始反方向翻转1->0，RST状态发生变化1->0，由于SET状态未变，RS触发器1的输出状态不变，但RS触发器2的输出会跟着变化，还是经过t2＝Td(比较器延时+RS触发器延时)，RS触发器2的输出发生翻转，Q2翻转0->1，QB2翻转1->0，CKA1翻转1->0，CKB1翻转0->1，S3截止，S2导通，C1快速放电到地。因此从C1恒流放电开始(CKA1翻转0->1)到链路延时检测信号输出反方向翻转(CKA1翻转1->0)的总时间为t3＝t1+t2＝Td+Td＝2Td，CKA1的高脉冲宽度为正好体现这个时间变量2Td。
在CK2＝1，电源VDD通过电流源Iref对V2充电，V2逐渐升高。当V2大于Vref时，比较器2开始翻转0->1，SET状态发生变化0->1，RS触发器1置位。经过Td(比较器延时+RS触发器延时)，RS触发器1输出CK1翻转0->1，CK2翻转1->0，S5截止，S1导通，V2过充到Vref+ΔV，过充电压为ΔV＝Iref*Td/C，电源VDD通过电流源Iref开始对V1充电。由于SET接到RS触发器3的S端，Q3翻转0->1，QB3翻转1->0，CKA2翻转0->1，S7导通，电容C2通过桥式辅助单元以Idischarge＝Iref进行放电。经过t1(t1＝ΔV*C/Iref＝Iref*Td/Iref＝Td)时间，V2放电到Vref，比较器2开始反方向翻转1->0，SET状态发生变化1->0，由于RST状态未变，RS触发器1的输出状态不变，但RS触发器3的输出会跟着变化，还是经过t2＝Td(比较器延时+RS触发器延时)，RS触发器3的输出发生翻转，Q3翻转1->0，QB3翻转0->1，CKA2翻转1->0，CKB2翻转0->1，S7截止，S6导通，C2快速放电到地。因此从C2恒流放电开始(CKA2翻转0->1)到链路延时检测信号输出反方向翻转(CKA2翻转1->0)的总时间为t3＝t1+t2＝Td+Td＝2Td，CKA2的高脉冲宽度为正好体现这个时间变量2Td。
由于CKA1，CKA2的高脉冲宽度与链路延时Td有关，在CKA1，CKA2的高脉冲时间窗口引入桥式辅助单元进行相应充电，减少链路延时Td带来振荡器频率的影响。
从链路延时检测电路中输出的信号CKA1、CKA2中包含延时关联信息，其高脉冲宽度为2Td。因为V1、V2充电过程中引入过充电压ΔV＝Iref*Td/C，半个时钟周期变为Td+1/RC。为了抵消由于延时Td带来的振荡器充放电主体过充电荷Td*Iref，桥式辅助单元产生了等额的充电补偿电流Icharge＝Iref*Radj/(R+Radj)＝Iref/2＝Td*Iref/[2Td]＝Td*Iref/t3。在振荡器电容C1、C2充电过程中，桥式辅助单元会在时间窗口2Td内以电流Iref/2进行辅助充电。因此当CK1＝1,CK2＝0，振荡器主体电路里电源VDD通过电流源Iref对C1充电；同时CKA2＝1，桥式辅助单元里S4导通，S8截止，电源VDD通过Icharge＝Iref/2对C1辅助充电，充电时间为2Td。同理当CK1＝0,CK2＝1，振荡器主体电路里电源VDD通过电流源Iref对C2充电；同时CKA1＝1，桥式辅助单元里S8导通，S4截止，电源VDD通过Icharge＝Iref/2对C2辅助充电，充电时间为2Td。整体时序过程如图5所示。
未引入校正之前，半个时钟周＝Td+C*Vref/Iref＝Td+C*R*Iref/Iref＝Td+RC。
引入链路延时检测和桥式辅助充放电进行动态校正时，半个时钟周期＝Td(链路延时)+2Td(桥式辅助单元开启充电时间)+C*[Vref-2Td*(Iref+Iref/2)/C]/Iref(桥式辅助单元充电关闭到电容充至Vref所需要的时间)＝Td+2Td+C*[Vref-2Td*(Iref+Iref/2)/C]/Iref＝Td+2Td+C*Vref/Iref-2Td*(Iref+Iref/2)/Iref＝Td+2Td+C*R*Iref/Iref-2Td*3/2＝Td+2Td+RC-3Td＝RC。
整个时钟输出OSC_OUT频率＝1/2RC。
以实际8MHz振荡器设计为例，设计中链路延时T约为11.5ns，未引入上述延时校正技术(Calibration)前，因为延时的影响实际时钟输出频率为6.7463MHz；引入校正技术后(Calibration)，则链路延时被桥式充放电辅助单元检测且相应抵消，振荡器时钟输出频率调整为8.0003MHz，校正前后的时钟输出对比如图6所示：CK1_NoCalibration、CK2_NoCalibration为未引入校正技术前的RS触发器1的输出CK1、CK2；V1_NoCalibration、V2_NoCalibration为未引入校正技术前的电容C1、C2节点上的电压。CK1_Calibration、CK2_Calibration为引入校正技术后的RS触发器1输出CK1、CK2；CKA1_Calibration、CKB1_Calibration为引入校正技术后的RS触发器2与CK2逻辑与输出；CKA2_Calibration、CKB2_Calibration为引入校正技术后的RS触发器3与CK1逻辑与输出；V1_Calibration,V2_Calibration为引入校正技术后的电容C1、C2节点上的电压。VREF_NoCalibration为未引入校正技术前的基准电平VREF，VREF_Calibration为引入校正技术后的基准电平VREF，基准电平校正前后未变化。
完整的校正时序逻辑如图7所示。通过该图时序可以看出Td(11.5ns)的延时影响被桥式辅助充放电单元消除了，振荡器的时钟频率与链路延时无关，只与R、C相关，从而有效提高了振荡器的频率特性，消除链路延时带来的温度特性影响。
因此，本发明通过桥式辅助充放电单元的放电回路动态检测信号链路上的延时，同时通过桥式辅助充放电单元的充电回路在等效延时窗口内进行充电以抵消电容上由于链路延时带来的额外电荷，从而消除链路延时对RC振荡器频率的影响，提高振荡器频率、温度特性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种振荡器链路延时校正电路，其特征在于该电路包括有含有链路延时的振荡器、链路延时检测单元、桥式辅助充放电单元，充放电速率调节单元、驱动单元；所述链路延时检测单元连接于所述振荡器，桥式辅助充放电单元则连接于所述链路延时检测单元，所述充放电速率调节单元连接于桥式辅助充放电单元，所述驱动单元设置在振荡器的输出端；
所述振荡器还包含有：充放电主体，所述充放电主体连接于桥式辅助充放电单元，以对桥式辅助充放电单元进行充放电控制；
所述充放电主体包括有电容C1、C2，充电电流源Iref，充放电开关S1、S2、S5、S6；所述电容C1、开关S1和S2、充电电流源Iref构成一个充放电单元，接于桥式辅助充放电单元；所述电容C2、开关S5和S6、充电电流源Iref构成另一个充放电单元，接于桥式辅助充放电单元；
所述振荡器还包括有充电电流源Iref和电阻R产生的基准电压源Vref；
比较电路网络；
充放电控制单元；
驱动单元以输出振荡器频率；
比较电路网络分别输出复位信号RST、置位信号SET，这两个信号分别送到链路延时检测单元。
2.如权利要求1所述的振荡器链路延时校正电路，其特征在于所述链路延时检测由两个RS触发器2/3及相关逻辑单元构成，其产生相应的与链路延时相关的信号变量，并控制桥式辅助充放电回路，使其在对应时间窗口对电容C1、C2辅助充放电，从而对链路延时进行动态校正。
3.如权利要求1所述的振荡器链路延时校正电路，其特征在于所述充放电速率调节单元包括有电流镜、跨导放大器及可调电阻Radj，可调电阻Radj接于跨导放大器，跨导放大器接于电流镜，电流镜则接于桥式辅助充放电单元，通过可调电阻Radj调节桥式辅助充放电单元的充放电电流大小从而实现不同充放电速率。
4.如权利要求3所述的振荡器链路延时校正电路，其特征在于所述充放电速率调节单元中，包括有两套电流镜、跨导放大器电路及可调电阻Radj，其中，电流镜1、跨导放大器1及一个可调电阻Radj和接于VDD的电阻R产生充电电流Icharge= Iref*Radj /(R+Radj)；电流镜2、跨导放大器2及一个可调电阻Radj和接于VDD的电阻R产生放电电流I discharge=Iref*Radj/R。
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Title
A 280nW, 100kHz, 1-cycle start-up time, on-chip CMOS relaxation oscillator employing a feedforward period control scheme;Takashi Tokairin等;《 2012 Symposium on VLSI Circuits (VLSIC)》;20120719;第1-2页，附图1-5 *

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