CN106959724B - 参考电压电路 - Google Patents

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Abstract

本发明揭露了一种参考电压电路，其包含能隙参考电压电路、偏压电路产生器、第一电容、第二电容、比较器及控制逻辑。在主动模式下，控制逻辑控制能隙参考电压电路输出能隙参考电压，当第一电容与第二电容的电压达到能隙参考电压，比较器输出第一比较信号至控制逻辑，以进入省电模式，控制逻辑控制能隙参考电压电路停止输出能隙参考电压，当比较器比较第一电容及第二电容之间电压差大于容许值时，控制逻辑根据比较器输出的第二比较信号回到主动模式。

Description

参考电压电路
技术领域
本发明关于一种参考电压电路，更精确的，本发明关于一种具有自动启闭功能的超低功耗的参考电压电路，通过检测基准电压与复制电压的偏移量，并且将此判断结果传送至控制逻辑，进行能隙参考电压电路的开启或关闭。
背景技术
现今微控制器(MCU)的低功耗设计，是一门十分热门且重要的课题。例如在智能水表的应用中，为了使水表长久运作，减少MCU的耗能来延长电池寿命成为必须面临的挑战。
在MCU设计一个准确的参考电压尤其重要，此参考电压应具备零温度系数、不随电压源改变、抗工艺飘移能力等特性。参考电压除了做为数字至模拟转换器(ADC)或比较器的参考电压外，更可作为微控制器(MCU)电源管理电路的基准。因此拥有良好特性的电源管理电路首要条件即是具有高品质的参考电压。现今低功耗的参考电压设计技术往往伴随着准确度不佳、温度系数过大等问题。故在降低功耗以及维持高品质的参考电压中做出取舍已经让IC设计工程师伤透脑筋。
此外，在低耗电的***中，所使用的基准电压(Vref或VBG)都是通过低功耗能隙参考电压电路所产生的，虽然拥有较低功耗但是效能并不好。例如其输出基准电压分布相当广、温补效果不佳等。
另外一种低耗电的设计，是通过外部时脉控制能隙参考电压电路的开启或关闭。若将能隙参考电压电路关闭的时间设计得过长，便会使电容里基准电压偏离过大。相反的若关闭的时间太短，电路的功耗便随之上升，因而再度面临效能与功耗的取舍，并非良好的解决办法。
发明内容
为了解决上述问题，提供一种参考电压电路，其包含能隙参考电压电路、偏压电路产生器、第一电容、第二电容、比较器及控制逻辑。能隙参考电压电路连接于第一开关及第二开关，并输出能隙参考电压。偏压电路产生器连接至能隙参考电压电路。第一电容连接于第一开关及接地端之间。第二电容连接于第二开关及另一接地端之间。比较器分别连接于第一电容及第二电容以比较第一电容及第二电容之间之电压差，且偏压电路产生器连接于比较器的一供电端。控制逻辑连接于比较器与第一开关、第二开关及能隙参考电压电路之间，在控制逻辑的主动模式下，控制逻辑控制第一开关及第二开关导通，并控制能隙参考电压电路输出能隙参考电压，并对第一电容及第二电容充电，当第一电容与第二电容的电压达到能隙参考电压，比较器输出第一比较信号至控制逻辑，以进入省电模式，在省电模式下，控制逻辑控制第一开关及第二开关关断，并控制能隙参考电压电路停止输出能隙参考电压，此时第一电容及第二电容进行放电，当比较器比较第一电容及第二电容之间电压差大于容许值时，比较器输出一第二比较信号，控制逻辑根据第二比较信号回到主动模式，第一电容与该第二电容于充放电时的电压变化率不同。
较佳者，参考电压电路可进一步包含第三开关连接于能隙参考电压电路与第一开关及第二开关之间，且控制逻辑连接并控制第三开关，在主动模式下，控制逻辑根据第一比较信号控制第三开关导通，在省电模式下，控制逻辑根据第二比较信号控制第三开关关断。
较佳者，参考电压电路可进一步包含第四开关连接于偏压电路产生器与第一开关及第二开关之间，且控制逻辑连接并控制第四开关，在主动模式下，控制逻辑根据第一比较信号控制第四开关关断，在省电模式下，控制逻辑根据第二比较信号控制第四开关导通。
较佳者，参考电压电路可进一步包含源极追随器(source follower)连接于第四开关与偏压电路产生器之间，且源极追随器的第一输入端连接于第二电容，其第二输入端连接于偏压电路产生器，用于在省电模式下减少通过第一开关及第二开关的漏电电流。
较佳者，第一开关可为晶体管，在主动模式下，控制逻辑可根据第一比较信号控制第一开关的基极可选择性的与其源极连接，在省电模式下，控制逻辑可根据第二比较信号控制第一开关的基极可选择性的与一电压源连接。
较佳者，第二开关可为晶体管，在主动模式下，控制逻辑可根据第一比较信号控制第二晶体管的基极可选择性的与其源极连接，在省电模式下，控制逻辑可根据第二比较信号控制第二晶体管的基极可选择性的与一电压源连接。
较佳者，参考电压电路可进一步包含缓冲器连接于能隙参考电压电路与第三开关之间。
较佳者，参考电压电路可进一步包含施密特触发器设置在比较器的输出端及控制逻辑的输入端之间。
较佳者，第一电容与第二电容的放电速率可不同。
较佳者，第一电容与第二电容的电容值可为相同的，且流进或流出该第一电容与该第二电容的电流可为不同的。
较佳者，第一电容与第二电容的电容值可为不同的，且流进或流出第一电容与第二电容的电流可为不同的。
综上所述，本发明的参考电压电路将高精确的能隙参考电压电路输出的能隙参考电压储存在电容里，再利用良好的控制机制(开/关能隙参考电压电路)来刷新电容，以确保电容里的基准电压与能隙参考电压电路输出的能隙参考电压一致。如此便可达到省电的效果，同时保持能隙参考电压电路输出的精确性。此控制机制可以随着不同的温度、工艺、电压自行进行调整。因此可以同时达到高精确与低功耗的能隙参考电压电路。
此外，通过比较器的设置，本发明的参考电压电路可以自行检测基准电压偏移量，若基准电压偏离到容许值外，本架构会再次启动能隙参考电压电路，以重新刷新电容里的基准电压，确保基准电压的品质。另外此电路不需要外部时脉控制，便可以自行完成自我校正的功能，亦可适用于纯模拟信号。除了可以省掉时脉电路及其耗电外，此电路可以移植至任何电源管理***内，而不需时脉控制的***，因而大大提高了此电路的通用性以及再使用性。此参考电压电路具有全时间产出高精准度的基准电压并且低耗电的特性。
附图说明
本发明的上述及其他特征及优势将通过参照附图详细说明其例示性实施例而变得更显而易知，其中：
图1为根据本发明的参考电压电路的第一实施例绘制的方块图。
图2A-图2B为根据本发明的参考电压电路的第二实施例绘制的主动模式及省电模式的电路布局图。
图3为根据本发明的参考电压电路的第三实施例绘制的电路布局图。
图4为根据本发明的比较器的实施例绘制的电路布局图。
图5为根据本发明的参考电压电路的实施例绘制的主动模式及省电模式的电压时序图。
图6为根据本发明的参考电压电路的实施例绘制的流程图。
图7为根据本发明的实施例绘示的时脉产生电路的电路布局图。
附图标号：
100：能隙参考电压电路
102：偏压电路产生器
104：比较器
106：控制逻辑
108：施密特触发器
BUFF：缓冲器
AVDD：电压源
C1：第一电容
C2：第二电容
IBG、Ia、Ib、Ic：偏压电流
IREF：参考电流
S1：第一开关
S2：第二开关
S3：第三开关
S4：第四开关
T1：第一晶体管
T2：第二晶体管
VBG、VREP、VSF、VSW、VSF：电位
VBG1：能隙参考电压
VOUT：输出端
Mn1、Mn2：晶体管
ΔV：电压差
COMP_OUT：比较器输出信号
S601～S607：步骤
CLK：时脉信号
具体实施方式
为了利于了解本发明的技术特征、内容与优点及其所能达成的功效，兹将本发明配合附图，并以实施例的表达形式详细说明如下，而其中所使用的图式，其主旨仅为示意及辅助说明书之用，未必为本发明实施后的真实比例与精准配置，故不应就所附的图式的比例与配置关系解读、局限本发明于实际实施上的权利范围，合先叙明。
请参阅图1，其为根据本发明的参考电压电路的第一实施例绘制的方块图。如图所示，参考电压电路1包含能隙参考电压电路100、偏压电路产生器102、第一电容C1、第二电容C2、比较器104及控制逻辑106。能隙参考电压电路100连接于第一开关S1及第二开关S2，并输出能隙参考电压VBG1。偏压电路产生器102连接至能隙参考电压电路100。第一电容C1的第一端连接于第一开关S1，且第二端连接于接地端GND。第二电容C2的第一端连接于第二开关S2，且第二端连接于及另一接地端GND，且第二电容C2的电容值大于第一电容C1的电容值。
比较器104分别连接于第一电容C1的第一端及第二电容C2的第一端，以比较第一电容C1的第一端及第二电容C2的第一端之间的电位差，且偏压电路产生器102连接于比较器104的一供电端。偏压电路产生器102可为定转导电路(constant-gm circuit)，其提供偏压电流给比较器104与能隙参考电压电路100。较佳者，偏压电路产生器102包含多个输出端，其可提供多个大小不同的定电流，举例而言，偏压电路产生器102可提供10nA/25nA/50nA/75nA的定电流。
控制逻辑106连接于比较器104与第一开关S1、第二开关S2及能隙参考电压电路100之间。具体而言，控制逻辑106连接于比较器104的输出端，第一开关S1的控制端以及第二开关S2的控制端。其中，控制逻辑106亦连接至能隙参考电压电路100。
请参考图2A-图2B，其为根据本发明的参考电压电路的第二实施例绘制的主动模式及省电模式的电路布局图。本发明的控制逻辑106的工作模式包含主动模式(Activemode)以及省电模式(Low power mode)。当***启动后，控制逻辑106首先处在主动模式下，控制逻辑106控制能隙参考电压电路100输出能隙参考电压VBG1，并控制第一开关S1及第二开关S2导通。此时，第一电容C1第一端的电位VREP及第二电容C2的第一端的电位VBG会被充电至能隙参考电压VBG1，当第一电容C1与第二电容C2的第一端的电压达到能隙参考电压VBG1，比较器104比较出两者的电位差为0，并输出第一比较信号至控制逻辑106，并进入省电模式。此时，第二电容C2的第一端的电位VBG可作为参考电压供电源管理电路使用。
在省电模式下，控制逻辑106控制第一开关S1及第二开关S2关断，并控制能隙参考电压电路100停止输出能隙参考电压VBG1。理想上，此时第一电容C1及第二电容C2的第一端的电位会维持在能隙参考电压VBG1，然而，由于第一开关S1及第二开关S2通常为P型金属氧化物半导体场效应晶体管，其并非理想元件，即便处于关断状态下，仍有微小漏电流产生。因此，在省电模式下，第一电容C1与第二电容C2会分别向左方的第一开关S1及第二开关S2进行放电，因此，第一电容C1及第二电容C2中的电荷减少会造成电位VREP及电位VBG偏移能隙参考电压电路100所输出的能隙参考电压VBG1。
为了检测此漏电现象，本发明将第一电容C1的电容值与第二电容C2的电容值进行设计，使控制逻辑106能针对电位VREP及电位VBG的变化输出对应的控制信号。其中，第一电容C1的电容值大于第二电容C2的电容值，且在省电模式下具有相同的漏电流。电容值的变化可由式(1)表示：
当比较器104比较第一电容C1及第二电容C2的第一端之间电压差大于容许值时，比较器104输出第二比较信号，控制逻辑106根据第二比较信号回到主动模式。
根据本发明的较佳实施例，设置C2＝10*C1，通过上述的公式可以得到第一电容C1上电压下降的速度会比第二电容C2快约10倍左右，亦即ΔVREP＝10ΔVBG。故而只要设计比较器104的迟滞电压，即可判断出ΔVBG和ΔVREP电压的差值变化，只要ΔVBG和ΔVREP电压差值超过容许值便启动能隙参考电压电路100，以输出能隙参考电压VBG1对第一电容C1及第二电容C2进行刷新电压，如此一来能隙参考电压电路100便会短暂的被开启而长时间的处于关闭状态，进而大幅降低整体的平均功耗，此外，本发明亦可将开启时间：关闭可以设计为1:1000。举例来说，若能隙参考电压电路100的电流消耗是30μA，依照上述的设计能隙参考电压电路100开启时间长度为1个单位时间，关闭时间长度为1000个单位时间，能隙参考电压电路100的电流消耗在平均后，仅有30μA/1000＝30nA，如此可大大降低能隙参考电压电路100的电流消耗同时保有效能。
再者，在省电模式下，若第一电容C1与第二电容C2具有相同的电容，以及相差十倍的漏电流，也可以达到一样的效果。通过式(1)可知，当第一电容C1与第二电容C2的漏电流相差十倍时，第一电容C1上电压下降的速度会比第二电容C2快，亦即ΔVREP＝10ΔVBG。故而只要设计比较器104的迟滞电压，即可判断出ΔVBG和ΔVREP电压的差值变化，只要ΔVBG和ΔVREP电压差值超过容许值便启动能隙参考电压电路100，以输出能隙参考电压VBG1对第一电容C1及第二电容C2进行刷新电压。
较佳者，本发明不限于前述实施例。举例而言，在省电模式下，若第一电容C1与第二电容C2具有相差两倍的电容值，以及相差五倍的漏电流，也可以达到一样的效果。类似的，通过式(1)可知，第一电容C1上电压下降的速度会比第二电容C2快，亦即ΔVREP＝10ΔVBG。故而只要设计比较器104的迟滞电压，即可判断出ΔVBG和ΔVREP电压的差值变化，只要ΔVBG和ΔVREP电压差值超过容许值便启动能隙参考电压电路100，以输出能隙参考电压VBG1对第一电容C1及第二电容C2进行刷新电压。
根据本发明的另一范例，在省电模式下，若第一电容C1与第二电容C2具有相差两倍的电容，以及相差五倍的充电电流，也可以达到一样的效果。通过式(1)，亦可得知在上述条件下，第一电容C1上电压下降的速度会比第二电容C2快，亦即ΔVREP＝10ΔVBG。同样的，仅需设计比较器104的迟滞电压，即可判断出ΔVBG和ΔVREP电压的差值变化，只要ΔVBG和ΔVREP电压差值超过容许值便启动能隙参考电压电路100，以输出能隙参考电压VBG1对第一电容C1及第二电容C2进行刷新电压。
此外，本发明的参考电压电路1进一步包含第三开关S3，连接于能隙参考电压电路100与第一开关S1及第二开关S2之间，且控制逻辑106连接并控制第三开关S3，在主动模式下，控制逻辑106根据第一比较信号控制第三开关S3导通，在省电模式下，控制逻辑106根据第二比较信号控制第三开关S3关断。
再者，参考电压电路1进一步包含第四开关，连接于偏压电路产生器102与第一开关S1及第二开关S2之间，且控制逻辑106连接并控制第四开关S4，在主动模式下，控制逻辑106根据第一比较信号控制第四开关S4关断，在省电模式下，控制逻辑106根据第二比较信号控制第四开关S4导通，此时偏压电路产生器102提供参考电流IREF以产生一电位VSF至第四开关S4的一端，以降低第一开关S1第二开关S2两端的电位差，其细节将在下文中详细描述。
续言之，如图2A-图2B所示，参考电压电路100进一步包含缓冲器BUFF连接于能隙参考电压电路100与第三开关S3之间，本实施例中，施密特触发器(Schmitter trigger)108设置在比较器104的输出端及控制逻辑106的输入端之间，用于降低噪声。
请参考图3，其为根据本发明的参考电压电路的第三实施例绘制的电路布局图。根据上述，能隙参考电压电路100关闭的时间比开启的时间愈长，电路整体的平均耗电就愈低。为延长能隙参考电压电路100关闭的时间，降低第一电容C1及第二电容C2的漏电速度便是首要的课题。为了达到此目的，电路架构的增加是必须的。
首先在省电模式下，需要设计接在电容上的第一开关S1及第二开关S2的另外一端的电位VSF大约等于第二电容C1的第一端电位VBG。本发明中设置一源极追随器(Sourcefollower)来完成此功能。源极追随器的输入为VBG、输出为VBG-Vth，因此第一开关S1及第二开关S2上的漏电会因为两端端点电压差距变小而被大幅度降低。此效益可以让能隙参考电压电路100关闭的时间大幅度地被延长。
具体而言，源极追随器可设置第一晶体管T1及第二晶体管T2。如图所示，第一晶体管T1的栅极连接于第二电容C1的第一端(电位VBG)，而第二晶体管T2的漏极连接于第一晶体管T1的源极，其栅极连接于偏压电路产生器102，其源极连接于接地端GND。第二晶体管T2的漏极与第一晶体管T1的源极的端电压为电位VSF。因此，在省电模式下，第二开关S2左端的电位为VBG-Vth，右端的电位则为VBG，两者之间电位差降低的情况下可减少第一电容C1及第二电容C2的放电。
此外，第一开关S1及第二开关S2可以PMOS制成，因为PMOS的基极漏电路径为从电压源AVDD往第一电容C1及第二电容C2充电，此效益可以补偿第一电容C1及第二电容C2通过第一开关S1及第二开关S2往较低电压方向的漏电。这使能隙参考电压电路100关闭的时间再次获得延长。此外，在主动模式下，第一开关S1及第二开关S2在导通时可以被接到其源极，如此可消除PMOS的基体效应(Body effect)，进而有效降低第一开关S1及第二开关S2的导通电阻，使充电速度上升。
请参考图4，其为根据本发明的比较器的实施例绘制的电路布局图。如图所示，比较器104的电路具有低功耗且精准迟滞的特性。架构如图4所示，Ia、Ib、Ic为偏压电路产生器102所产生的偏压电流，R为迟滞电阻，比较器104中，第一输入端VIN输入晶体管Mn1，第二输入端VIP输入晶体管Mn2。此比较器104的迟滞电压为VHYS＝R*(Ia+0.5Ib)，由于偏压电路产生器的电流与迟滞电阻R相关，另外，改变迟滞电阻R即可改变迟滞电压VHYS大小，所以在比较器104转态后便将迟滞电阻R的值降低，即是迟滞电压VHYS降低。此时由于VHYS降低使得比较器104两输入端VIP及VIN减去迟滞电压VHYS的差距变大，因而使比较器104的输出状态更加稳定，可以有效克制噪声对于比较器的干扰，在迟滞电压VHYS的设计上可用下式计算：
Q＝C*V，ΔQ＝C*ΔV，ΔQ2＝C2*ΔVBG，ΔQ1＝C1*ΔVREP，
C2*ΔVBG＝C1*ΔVREP，令ΔVBG＝x，ΔVREP＝y，
C2*x＝C1*y，y＝x*C2/C1，
x-y＝x-x*C2/C1＝x*(1-C2/C1)，
VHYS＝x*(1-C2/C1)。
其中，C2＝10*C1，VBG为欲输出的参考电压，VREP为的第一电容C1的参考电压，x为可容许的ΔVBG的下降/上升范围。由上述x、C1及C2可获得欲设计的VHYS值。一般而言，第一电容C1及第二电容C2的电压放电趋势会随工艺飘移、温度与电压源AVDD的影响。如果漏电路径是由电压源AVDD通过第二开关S2对第二电容C2充电，第二电容C2上的参考电压(VBG)便会上升，反之，若是第二电容C2对接地端GND放电，第二电容C2上的参考电压(VBG)便下降，因此，设计比较器104具备上升与下降的双向检测机制。不论VBG电压是何种放电模式，比较器104都能反应出电位VBG与电位VREP之间的变化，并由输出端VOUT输出比较信号，因此，控制逻辑106可正确的控制能隙电压参考电路100开启或关闭。
请参考图5及图6，其为根据本发明的参考电压电路的实施例绘制流程图以及主动模式及省电模式的电压时序图。如图所示，首先开启电源(步骤S601)，***预设进入主动模式(步骤S602)。如图5中时间T1阶段，参考电压电路1处于主动模式，能隙参考电压电路100开启，并输出能隙参考电压VBG1。此时，第一电容C1的电容值为1pF，第二电容C2的电容值为10pF，能隙参考电压VBG1将第一电容C1的第一端的电位VREP以及第二电容C2的第二端的电位VBG充电至VBG1。
比较器104比较第一电容C1的第一端的电位VREP以及第二电容C2的第二端的电位VBG之间的电位差为0(步骤S603)，输出第一比较信号，并进入省电模式(步骤S604)，关闭能隙参考电压电路100，停止输出能隙参考电压VBG1(步骤S605)。
此时，如图5时间T2所示，第一开关S1及第二开关S2关断，第一电容C1与第二电容C2开始放电，因此，第一电容C1的第一端的电位VREP以及第二电容C2的第二端的电位VBG均下降。然而因电容值不同，漏电电流相同，电位VBG下降速度较电位VREP慢。当VBG与VREP的差值ΔV到达比较器的容许值(亦即，迟滞电压VHYS)时，比较器104比较VBG与VREP的差值超过容许值(步骤S606)，此时进入时间T3，比较器104的比较电压COMP准位上升，输出第二比较信号，控制逻辑106接收到第二比较信号后，控制能隙参考电压电路100开启进入主动模式(步骤S607)，继续输出能隙参考电压VBG1，以刷新第一电容C1及第二电容C2的电位VREP及VBG。直到比较器104检测到VBG与VREP的差值ΔV为0时(回到步骤S603)，便再度进入省电模式(步骤S604)，关闭能隙参考电压电路100。
根据上述配置，当精确控制第一电容C1以及第二电容C2的电容值或充放电电流，可规律的控制第一开关S1及第二开关S2在导通及关断状态之间切换，亦可规律的控制能隙参考电路输出能隙参考电压。因此，通过上述机制，控制第一开关S1及第二开关S2的逻辑信号具有时脉的特性。
请参考图7，其为根据本发明的实施例绘示的时脉产生电路的电路布局图。如图所示，通过上述式(1)，可设计第一电容C1上电压下降的速度会比第二电容C2快，并进一步比较器104的迟滞电压，即可判断出ΔVBG和ΔVREP电压的差值变化，只要ΔVBG和ΔVREP电压差值超过容许值，比较器104便输出高电位信号，并同时启动能隙参考电压电路100，以输出能隙参考电压VBG1对第一电容C1及第二电容C2进行刷新电压，当第一电容C1及第二电容C2的电压相同时，比较器104便输出低电位信号。通过规律的控制第一开关S1及第二开关S2在导通及关断状态之间切换，可进而将此规律的高电位及低电位信号作为一时脉信号CLK输出，因此可实现极低耗能的时脉产生器。
综上所述，本发明的参考电压电路将高精确的能隙参考电压电路输出的能隙参考电压储存在电容里，再利用良好的控制机制(开/关能隙参考电压电路)来刷新电容，以确保电容里的基准电压与能隙参考电压电路输出的能隙参考电压一致。如此便可达到省电的效果，同时保持能隙参考电压电路输出的精确性。此控制机制可以随着不同的温度、工艺、电压自行进行调整。因此可以同时达到高精确与低功耗的能隙参考电压电路。
此外，通过比较器的设置，本发明的参考电压电路可以自行检测基准电压偏移量，若基准电压偏离到容许值外，本架构会再次启动能隙参考电压电路，以重新刷新电容里的基准电压，确保基准电压的品质。另外此电路不需要外部时脉控制，便可以自行完成自我校正的功能，亦可适用于纯模拟信号。除了可以省掉时脉电路及其耗电外，此电路可以移植至任何电源管理***内，而不需时脉控制的***，因而大大提高了此电路的通用性以及再使用性。此参考电压电路具有全时间产出高精准度的基准电压并且低耗电的特性。
以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种参考电压电路，其特征在于，其包含：
一能隙参考电压电路，其连接于一第一开关及一第二开关，并输出一能隙参考电压；
一偏压电路产生器，其连接至该能隙参考电压电路；
一第一电容，其连接于该第一开关及一接地端之间；
一第二电容，其连接于该第二开关及另一接地端之间；
一比较器，分别连接于该第一电容及该第二电容以比较该第一电容及该第二电容之间的电压差，且该偏压电路产生器连接于该比较器的一供电端；以及
一控制逻辑，其连接于该比较器与该第一开关、该第二开关及该能隙参考电压电路之间；
其中在该控制逻辑的一主动模式下，该控制逻辑控制该第一开关及该第二开关导通，并控制该能隙参考电压电路输出该能隙参考电压，并对该第一电容及该第二电容充电，当该第一电容与该第二电容的电压达到该能隙参考电压，该比较器输出一第一比较信号至该控制逻辑，以进入一省电模式，在该省电模式下，该控制逻辑控制该第一开关及该第二开关关断，并控制该能隙参考电压电路停止输出该能隙参考电压，此时该第一电容及该第二电容进行放电，当该比较器比较该第一电容及该第二电容之间电压差大于一容许值时，该比较器输出一第二比较信号，该控制逻辑根据该第二比较信号回到该主动模式；
其中，该第一电容与该第二电容于充放电时的电压变化率不同。
2.如权利要求1所述的参考电压电路，其特征在于，进一步包含一第三开关，连接于该能隙参考电压电路与该第一开关及该第二开关之间，且该控制逻辑连接并控制该第三开关，在该主动模式下，该控制逻辑根据该第一比较信号控制该第三开关导通，在该省电模式下，该控制逻辑根据该第二比较信号控制该第三开关关断。
3.如权利要求2所述的参考电压电路，其特征在于，其进一步包含一第四开关，连接于该偏压电路产生器与该第一开关及该第二开关之间，且该控制逻辑连接并控制该第四开关，在该主动模式下，该控制逻辑根据该第一比较信号控制该第四开关关断，在该省电模式下，该控制逻辑根据该第二比较信号控制该第四开关导通。
4.如权利要求3所述的参考电压电路，其特征在于，其进一步包含一源极追随器连接于该第四开关与该偏压电路产生器之间，且该源极追随器的一第一输入端连接于该第二电容，其一第二输入端连接于该偏压电路产生器，用于在该省电模式下减少通过该第一开关及该第二开关的漏电电流。
5.如权利要求1所述的参考电压电路，其特征在于，该第一开关为场效应晶体管，在该主动模式下，该控制逻辑根据该第一比较信号控制该第一开关的衬底端可选择性的与其的源极连接，在该省电模式下，该控制逻辑根据该第二比较信号控制该第一开关的衬底端可选择性的与一电压源连接。
6.如权利要求1所述的参考电压电路，其特征在于，该第二开关为一第二场效应晶体管，在该主动模式下，该控制逻辑根据该第一比较信号控制该第二场效应晶体管的衬底端可选择性的与其的源极连接，在该省电模式下，该控制逻辑根据该第二比较信号控制该第二场效应晶体管的衬底端可选择性的与一电压源连接。
7.如权利要求2所述的参考电压电路，其特征在于，其进一步包含一缓冲器连接于该能隙参考电压电路与该第三开关之间。
8.如权利要求1所述的参考电压电路，其特征在于，其进一步包含一施密特触发器设置在该比较器的输出端及该控制逻辑的输入端之间。
9.如权利要求1所述的参考电压电路，其特征在于，其中该第一电容与该第二电容的放电速率不同。
10.如权利要求9所述的参考电压电路，其特征在于，该第一电容与该第二电容的电容值相同，且流进或流出该第一电容与该第二电容的电流不同。
11.如权利要求9所述的参考电压电路，其特征在于，该第一电容与该第二电容的电容值不同，且流进或流出该第一电容与该第二电容的电流不同。
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