CN106849627A - 基于cot模式降压变换器的纹波补偿电路 - Google Patents

基于cot模式降压变换器的纹波补偿电路 Download PDF

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Abstract

基于COT模式降压变换器的纹波补偿电路，属于电子电路技术领域。采用了一种片内补偿技术，通过对降压变换器开关节点SW处的电位信息进行处理来产生与电感电流相位一致的交流纹波信息，再通过纹波补偿控制电路将其叠加至反馈信号上，从而保证相位滞后的输出电容纹波弱于补偿后的纹波，实现***的稳定工作；同时避免了不同应用下传统的片外纹波补偿电路的参数需重复设计的问题，增大了电路的适用范围。

Description

基于COT模式降压变换器的纹波补偿电路
技术领域
本发明属于电子电路技术领域，具体涉及到一种用于COT模式控制的DC-DC降压变换器的片内纹波补偿控制电路。
背景技术
相对于传统电压模控制或者电流模控制方式来讲，基于输出纹波的控制***具有更加快速的瞬态响应特性以及控制环路简单等特点，尤其是基于恒定导通时间的纹波控制方式因其在自适应恒频特性上的潜力而备受关注。但是输出电容的容性特征导致输出电压相对于电流信息存在一定的相位滞后特性，因此对于所有直接利用输出纹波进行控制的变换器***来说，足够的输出电容的等效串联电阻ESR是***稳定所必需的条件。这就要求ESR不能太小，当ESR较小时，恒定导通时间控制的开关变换器***将会周期性出现多脉冲现象，不但没有达到减小纹波的目的，反而恶化了输出纹波性能。
在高性能电子产品中，诸如CPU、GPU等高端功能芯片要求供电电压纹波足够小，且对整体***集成度有苛刻限制，则要求选用具有低ESR、体积小的贴片式钽电容或者陶瓷电容。为了使***摆脱对ESR的限制，往往需要对纹波进行补偿以弥补ESR纹波的不足，从而改善***在低值ESR应用时的稳定特性。而传统的补偿方法往往需要使用较多的外部元件实现纹波补偿，但这无疑会增加***的复杂程度与成本。
传统的片外斜坡补偿电路在变换器电感两端，利用分立元件构建斜坡产生电路，实现一个幅值大小满足要求，并且与电感电流同频同相的纹波信号，最后叠加在反馈信号VFB端以保证***能稳定工作。但是采用外部纹波结构，纹波补偿参数受***元器件变化影响，补偿性能不能达到最优，且不能灵活调整，适用性受限。
发明内容
本发明的目的，就是针对目前低ESR电容给COT控制***所带来的稳定性问题，提供一种用于DC-DC降压变换器的纹波补偿控制电路，只使用一个电路模块，降低变换器整体成本，同时增大了电路的适用范围。
本发明的技术方案为：
基于COT模式降压变换器的纹波补偿电路，包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8、第九NMOS管MN9、第十NMOS管MN10、第十一NMOS管MN11、第十二NMOS管MN12、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第九PMOS管MP9、第十PMOS管MP10、第十一PMOS管MP11、第十二PMOS管MP12、第十三PMOS管MP13、第十四PMOS管MP14、第十五PMOS管MP15、第一电容C1、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻Rf1、第四电阻Rf2和一偏置电流IB，
所述第三电阻Rf1的一端连接降压变换器的开关节点SW，另一端接第一电容C1的一端、第四电阻Rf2的一端和第十四PMOS管MP14的栅极，第四电阻Rf2的另一端接第二电容C2的一端和第十五PMOS管MP15的栅极，第一电容C1的另一端和第二电容C2的另一端接地VSS；
第十四PMOS管MP14的漏极接第一NMOS管MN1、第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5、第七NMOS管MN7、第十NMOS管MN10和第十二NMOS管MN12的栅极以及第四NMOS管MN4的漏极，第一NMOS管MN1的漏极接第四NMOS管MN4的源极，第五NMOS管MN5的漏极接第七NMOS管MN7的源极，第十NMOS管MN10的漏极接第十二NMOS管MN12的源极；
第十五PMOS管MP15的漏极接第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第六NMOS管MN6、第八NMOS管MN8、第九NMOS管MN9和第十一NMOS管MN11的栅极以及第三NMOS管MN3的漏极，第二NMOS管MN2的漏极接第三NMOS管MN3的源极，第六NMOS管MN6的漏极接第八NMOS管MN8的源极，第九NMOS管MN9的漏极接第十一NMOS管MN11的源极；
第一PMOS管MP1的栅极和漏极短接并通过偏置电流IB后接地VSS，第一PMOS管MP1的栅极接第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5的栅极，第二PMOS管MP2的漏极接第四PMOS管MP4的源极，第三PMOS管MP3的漏极接第五PMOS管MP5的源极，第四PMOS管MP4的漏极接第十四PMOS管MP14的源极和第一电阻R1的一端，第五PMOS管MP5的漏极接第十五PMOS管MP15的源极和第一电阻R1的另一端；
第八PMOS管MP8的栅极和漏极短接并连接第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7和第九PMOS管MP9的栅极以及第七NMOS管MN7的漏极，第六PMOS管MP6的漏极接第八PMOS管MP8的源极，第七PMOS管MP7的漏极接第九PMOS管MP9的源极，第九PMOS管MP9的漏极接第八NMOS管MN8的漏极和第二电阻R2的一端并连接反馈电压VFB；
第十二PMOS管MP12的栅极和漏极短接并连接第十PMOS管MP10、第十一PMOS管MP11和第十三PMOS管MP13的栅极以及第十一NMOS管MN11的漏极，第十PMOS管MP10的漏极接第十二PMOS管MP12的源极，第十一PMOS管MP11的漏极接第十三PMOS管MP13的源极，第十三PMOS管MP13的漏极接第十二NMOS管MN12的漏极和第二电阻R2的另一端并作为输出端；
第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第九NMOS管MN9和第十NMOS管MN10的源极接地VSS，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第十PMOS管MP10和第十一PMOS管MP11的源极接电源电压VDD。
本发明的有益效果为：克服了传统片外补偿方法存在的架构复杂、占用面积大等问题，只使用一个电路模块，降低变换器整体成本，同时增大了电路的适用范围；本发明采用两个MOS管串联用于电流镜像，减小沟道调制效应，增大镜像的精度。
附图说明
图1为本发明提供的一种基于COT模式降压变换器的纹波补偿电路的电路图；
图2为纹波补偿波形示意图；
具体实施方式
如图1所示，本发明采用了一种片内补偿技术，通过对降压变换器开关节点SW处的电位信息进行处理来产生与电感电流相位一致的交流纹波信息，通过纹波补偿控制电路将其叠加至反馈信号上，从而保证相位滞后的输出电容纹波弱于补偿后的纹波，保证实现***的稳定工作；同时避免了不同应用下传统的片外纹波补偿电路的参数需重复设计，增大了电路的适用范围。
下面结合附图对本发明进行详细的描述。
本发明的具体电路原理图如图1所示，包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8、第九NMOS管MN9、第十NMOS管MN10、第十一NMOS管MN11、第十二NMOS管MN12、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第九PMOS管MP9、第十PMOS管MP10、第十一PMOS管MP11、第十二PMOS管MP12、第十三PMOS管MP13、第十四PMOS管MP14、第十五PMOS管MP15、第一电容C1、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻Rf1、第四电阻Rf2和一偏置电流IB，所述第三电阻Rf1的一端连接降压变换器的开关节点SW，另一端作为节点A连接第一电容C1的一端、第四电阻Rf2的一端和第十四PMOS管MP14的栅极，第四电阻Rf2的另一端作为节点B连接第二电容C2的一端和第十五PMOS管MP15的栅极，第一电容C1的另一端和第二电容C2的另一端接地VSS；第十四PMOS管MP14的漏极接第一NMOS管MN1、第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5、第七NMOS管MN7、第十NMOS管MN10和第十二NMOS管MN12的栅极以及第四NMOS管MN4的漏极，第一NMOS管MN1的漏极接第四NMOS管MN4的源极，第五NMOS管MN5的漏极接第七NMOS管MN7的源极，第十NMOS管MN10的漏极接第十二NMOS管MN12的源极；第十五PMOS管MP15的漏极接第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第六NMOS管MN6、第八NMOS管MN8、第九NMOS管MN9和第十一NMOS管MN11的栅极以及第三NMOS管MN3的漏极，第二NMOS管MN2的漏极接第三NMOS管MN3的源极，第六NMOS管MN6的漏极接第八NMOS管MN8的源极，第九NMOS管MN9的漏极接第十一NMOS管MN11的源极；第一PMOS管MP1的栅极和漏极短接并通过偏置电流IB后接地VSS，第一PMOS管MP1的栅极接第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5的栅极，第二PMOS管MP2的漏极接第四PMOS管MP4的源极，第三PMOS管MP3的漏极接第五PMOS管MP5的源极，第四PMOS管MP4的漏极作为节点C连接第十四PMOS管MP14的源极和第一电阻R1的一端，第五PMOS管MP5的漏极作为节点D连接第十五PMOS管MP15的源极和第一电阻R1的另一端；第八PMOS管MP8的栅极和漏极短接并连接第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7和第九PMOS管MP9的栅极以及第七NMOS管MN7的漏极，第六PMOS管MP6的漏极接第八PMOS管MP8的源极，第七PMOS管MP7的漏极接第九PMOS管MP9的源极，第九PMOS管MP9的漏极接第八NMOS管MN8的漏极和第二电阻R2的一端并连接反馈电压VFB；第十二PMOS管MP12的栅极和漏极短接并连接第十PMOS管MP10、第十一PMOS管MP11和第十三PMOS管MP13的栅极以及第十一NMOS管MN11的漏极，第十PMOS管MP10的漏极接第十二PMOS管MP12的源极，第十一PMOS管MP11的漏极接第十三PMOS管MP13的源极，第十三PMOS管MP13的漏极接第十二NMOS管MN12的漏极和第二电阻R2的另一端并作为输出端输出电压为VOUT；第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第九NMOS管MN9和第十NMOS管MN10的源极接地VSS，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第十PMOS管MP10和第十一PMOS管MP11的源极接电源电压VDD。
本发明首先通过由第三电阻Rf1和第一电容C1组成的第一滤波电路将降压变换器开关节点SW处的信号一阶滤波分压，在A点得到包含具有与电感电流类似纹波的第一纹波电压V_A，其上升斜率Mrise、下降斜率Mfall和纹波量V_A分别为：
其中D为占空比，fSW代表开关频率。从上面表达式中可以看出，一阶滤波得出的第一纹波电压V_A的上升斜率Mrise和下降斜率Mfall与电感电流类似，能够很好的模拟电感电流的信息。
第一纹波电压V_A经由第四电阻Rf2和第二电容C2组成的第二滤波电路二阶滤波后得到第一直流电压V_B，大小为：
V_B＝VOUT
第一纹波电压V_A和第一直流电压V_B分别通过第十四PMOS管MP14和第十五PMOS管MP15两个源随管后，将第一纹波电压V_A和第一直流电压V_B的电压值分别抬升一个栅漏电压Vgs后得到第二纹波电压V_C和第二直流电压V_D，第二纹波电压V_C的直流量即为第二直流电压V_D。这里需要选取合适的第三电阻Rf1和第一电容C1保证纹波量不会过大且***的阻尼系数Q的值在一个合理的范围内，这样能保证通过第十四PMOS管MP14和第十五PMOS管MP15电平位移之后得到的电压不会由于纹波量过大，使第十四PMOS管MP14和第十五PMOS管MP15管的栅漏电压Vgs差异过大引起意外的直流失调。
通过将C点和D点的电压做差，得到纹波电压Vripple，则得到流过第一电阻R1的纹波电流Iripple：
Vripple＝V_C-V_D
然后得到C点电流I1和D点电流I2：
I1＝IB-Iripple
I2＝IB+Iripple
C点电流I1通过第一NMOS管MN1镜像到第五NMOS管MN5和第十NMOS管MN10，第五NMOS管MN5的电流再通过第六PMOS管MP6镜像到第七PMOS管MP7。D点电流I2通过第二NMOS管MN2镜像到第六NMOS管MN6和第九NMOS管MN9，第九NMOS管MN9的电流再通过第十PMOS管MP10镜像到第十一PMOS管MP11。这里采用两个MOS管串联用于电流镜像，减小沟道调制效应，增大镜像的精度。所以，流过第二电阻R2的电流为：
IR2＝I2-I1＝2Iripple
所以，最后输出电压VOUT为反馈电压VFB叠加第二电阻R2上的纹波电压VR2，从而实现纹波补偿：
VOUT＝VFB+VR2
同时，通过调节第二电阻R2和第一电阻R1的比例，可以调整纹波量的斜率的大小，更好地保证***在全工作范围内的稳定。
根据以上分析，得到图2为该电路关键节点的波形图，从图中可以看出，输出电压VOUT为反馈电压VFB和第二电阻上的纹波电压VR2的叠加，且可以通过合理设置第一电阻R1和第二电阻R2的比值，得到合理的纹波量从而保证***在全工作范围内的稳定。
本发明的有益效果是设计出一种片内纹波补偿电路来摆脱COT控制***对于输出电容ESR大小的依赖，拓宽输出电容元件可选范围。本发明所采用的片内补偿技术避免了传统的斜坡补偿技术所需的片外大电阻和大电容，增大了电路的适用范围；同时，补偿纹波包含了电感电流纹波的信息，保证了电路的稳定性。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (1)

1.基于COT模式降压变换器的纹波补偿电路，包括第一NMOS管(MN1)、第二NMOS管(MN2)、第三NMOS管(MN3)、第四NMOS管(MN4)、第五NMOS管(MN5)、第六NMOS管(MN6)、第七NMOS管(MN7)、第八NMOS管(MN8)、第九NMOS管(MN9)、第十NMOS管(MN10)、第十一NMOS管(MN11)、第十二NMOS管(MN12)、第一PMOS管(MP1)、第二PMOS管(MP2)、第三PMOS管(MP3)、第四PMOS管(MP4)、第五PMOS管(MP5)、第六PMOS管(MP6)、第七PMOS管(MP7)、第八PMOS管(MP8)、第九PMOS管(MP9)、第十PMOS管(MP10)、第十一PMOS管(MP11)、第十二PMOS管(MP12)、第十三PMOS管(MP13)、第十四PMOS管(MP14)、第十五PMOS管(MP15)、第一电容(C1)、第二电容(C2)、第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第三电阻(Rf1)、第四电阻(Rf2)和一偏置电流(IB)，
其特征在于，所述第三电阻(Rf1)的一端连接降压变换器的开关节点(SW)，另一端接第一电容(C1)的一端、第四电阻(Rf2)的一端和第十四PMOS管(MP14)的栅极，第四电阻(Rf2)的另一端接第二电容(C2)的一端和第十五PMOS管(MP15)的栅极，第一电容(C1)的另一端和第二电容(C2)的另一端接地(VSS)；
第十四PMOS管(MP14)的漏极接第一NMOS管(MN1)、第四NMOS管(MN4)、第五NMOS管(MN5)、第七NMOS管(MN7)、第十NMOS管(MN10)和第十二NMOS管(MN12)的栅极以及第四NMOS管(MN4)的漏极，第一NMOS管(MN1)的漏极接第四NMOS管(MN4)的源极，第五NMOS管(MN5)的漏极接第七NMOS管(MN7)的源极，第十NMOS管(MN10)的漏极接第十二NMOS管(MN12)的源极；
第十五PMOS管(MP15)的漏极接第二NMOS管(MN2)、第三NMOS管(MN3)、第六NMOS管(MN6)、第八NMOS管(MN8)、第九NMOS管(MN9)和第十一NMOS管(MN11)的栅极以及第三NMOS管(MN3)的漏极，第二NMOS管(MN2)的漏极接第三NMOS管(MN3)的源极，第六NMOS管(MN6)的漏极接第八NMOS管(MN8)的源极，第九NMOS管(MN9)的漏极接第十一NMOS管(MN11)的源极；
第一PMOS管(MP1)的栅极和漏极短接并通过偏置电流(IB)后接地(VSS)，第一PMOS管(MP1)的栅极接第二PMOS管(MP2)、第三PMOS管(MP3)、第四PMOS管(MP4)和第五PMOS管(MP5)的栅极，第二PMOS管(MP2)的漏极接第四PMOS管(MP4)的源极，第三PMOS管(MP3)的漏极接第五PMOS管(MP5)的源极，第四PMOS管(MP4)的漏极接第十四PMOS管(MP14)的源极和第一电阻(R1)的一端，第五PMOS管(MP5)的漏极接第十五PMOS管(MP15)的源极和第一电阻(R1)的另一端；
第八PMOS管(MP8)的栅极和漏极短接并连接第六PMOS管(MP6)、第七PMOS管(MP7)和第九PMOS管(MP9)的栅极以及第七NMOS管(MN7)的漏极，第六PMOS管(MP6)的漏极接第八PMOS管(MP8)的源极，第七PMOS管(MP7)的漏极接第九PMOS管(MP9)的源极，第九PMOS管(MP9)的漏极接第八NMOS管(MN8)的漏极和第二电阻(R2)的一端并连接反馈电压(VFB)；
第十二PMOS管(MP12)的栅极和漏极短接并连接第十PMOS管(MP10)、第十一PMOS管(MP11)和第十三PMOS管(MP13)的栅极以及第十一NMOS管(MN11)的漏极，第十PMOS管(MP10)的漏极接第十二PMOS管(MP12)的源极，第十一PMOS管(MP11)的漏极接第十三PMOS管(MP13)的源极，第十三PMOS管(MP13)的漏极接第十二NMOS管(MN12)的漏极和第二电阻(R2)的另一端并作为输出端；
第一NMOS管(MN1)、第二NMOS管(MN2)、第五NMOS管(MN5)、第六NMOS管(MN6)、第九NMOS管(MN9)和第十NMOS管(MN10)的源极接地(VSS)，第一PMOS管(MP1)、第二PMOS管(MP2)、第三PMOS管(MP3)、第六PMOS管(MP6)、第七PMOS管(MP7)、第十PMOS管(MP10)和第十一PMOS管(MP11)的源极接电源电压(VDD)。
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