CN102609023B - 一种内建模拟电源电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种内建模拟电源电路，包括：带隙基准源、运算放大器、第一补偿电容、第二补偿电容、第一稳压电容、第二稳压电容、高压PMOS功率管、低压NMOS管、第一电阻、第二电阻和外部电源电压；所述运算放大器的输出端、所述第一补偿电容的上极板与所述高压PMOS功率管的栅极相连；所述高压PMOS功率管的漏极、所述第二电阻的一端、所述第二补偿电容的下极板、所述低压NMOS管的漏极与所述第一稳压电容的上极板相连；采用本发明的内建模拟电源电路，第一稳压电容的电容值较小，可由内部产生，避免了由芯片外部提供电容而提升***成本。
Description
技术领域
本发明涉及电路领域，特别是涉及一种内建模拟电源电路。
背景技术
在工业电子领域，由于芯片外部电源电压较高，所以内建模拟电源电路被广泛应用。这可以保证低压器件在大规模集成电路中的应用，并且还可以减小芯片面积，降低功耗。
现有技术中的内建模拟电源电路如图1所示，由参考电压产生电路101、运算放大器电路102及输出级103组成。参考电压产生电路101由相同类型的电阻R3和R4串联产生，所产生的参考电压Vref供给运算放大器OPA的负输入端；运算放大器OPA的输出极与PMOS功率管P1的栅极相连；P1的漏极、C1的上极板与电阻R2的上端相连，该节点也是内部模拟电源VCC的输出节点；电阻R2的下端、电阻R1的上端与运算放大器OPA的正输入端相连；外部电源电压VDDA与R4的上端、运算放大器OPA的电源端、P1的源极及衬底相连；地电压与R3的下端、运算放大器OPA的地端、电阻R1的下端及电容C1的下端相连。当***正常工作时，内部模拟电源电压为VCC=VDDA*(R3/(R4+R3))*((R1+R2)/R1)，当外部电源电压VDDA在较大范围浮动时，VCC变化范围也会较大，因此该电路不能应用于外部电源电压浮动范围较大的情况。
现有技术中，为了保证***环路足够的相位裕度，并避免内部电源电压启动过冲击穿负载低压器件，常常需要把主极点设在VCC输出节点，次主极点设置在运算放大器OPA输出端。这就需要把C1的电容值设的很大，一般需要外接电容来实现，但是外接电容会增大***成本。
发明内容
本发明的目的是提供一种内建模拟电源电路，在电路内部就可以提供所需要的电容，不需要外接电容，进而能够降低内建模拟电源电路的成本。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种内建模拟电源电路，包括：带隙基准源、运算放大器、第一补偿电容、第二补偿电容、第一稳压电容、第二稳压电容、高压PMOS功率管、低压NMOS管、第一电阻、第二电阻和外部电源电压；
所述带隙基准源的基准电压输出端与所述运算放大器的负输入端相连；所述带隙基准源的基准电压输出端通过所述第二稳压电容接地；
所述运算放大器的输出端、所述第一补偿电容的上极板与所述高压PMOS功率管的栅极相连；所述高压PMOS功率管的漏极、所述第二电阻的一端、所述第二补偿电容的下极板、所述低压NMOS管的漏极与所述第一稳压电容的上极板相连，该节点也是内部模拟电源VCC的输出节点；所述第二电阻的另一端、所述第一电阻的一端、所述第二补偿电容的上极板、所述低压NMOS管的栅极与所述运算放大器的正输入端相连；所述外部电源电压与所述带隙基准源的电源端、所述运算放大器的电源端、所述第一补偿电容的下极板、所述高压功率管的源极及衬底相连；所述带隙基准源的地端、所述运算放大器的地端、所述第一电阻的另一端、所述低压NMOS管的源极及衬底、所述第一稳压电容的下极板与地电压相连。
可选的，所述带隙基准源、所述运算放大器，所述第一补偿电容及所述高压PMOS功率管为耐高压器件。
可选的，所述第一稳压电容、所述第二补偿电容、所述第二稳压电容、所述第一电阻、所述第二电阻和所述低压NMOS管为低压器件。
可选的，所述内建模拟电源电路的主极点设置在所述运算放大器的输出端，所述内建模拟电源电路的次极点设置在所述内建模拟电源电路的内部模拟电源输出端，所述内部模拟电源输出端与所述高压PMOS功率管的漏极相连。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明中，主极点设置在运放输出端，内部模拟电源输出端为次主极点，因此第一稳压电容的电容值较小，可由内部产生，避免了由芯片外部提供而提升***成本；
此外，本发明内部模拟电源电压不随外部电源电压变化而变化，因此适用于外部电源电压变化范围较大的情况，特别是在外部电源电压值较低时，仍能正常工作；
本发明第一补偿电容上下端分别相连于外部电源电压和高压PMOS功率管的栅极，在外部电源电压出现高频毛刺时，高压PMOS功率管的栅极会随外部电源电压的变化而变化，因此内部模拟电源电压对外部电源电压的高频电源电压抑制比更好；
本发明成功解决了外部电源电压快速启动时，内部模拟电源电压过冲击穿低压器件的问题，在任意启动速度下，都不会发生过冲击穿的现象。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见的，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中的内建模拟电源电路结构图；
图2为本发明的内建模拟电源电路结构图；
图3为本发明外部电源电压VDDA快速上电时，内部电源电压VCC的波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图2为本发明的内建模拟电源电路结构图。如图2所示，该内建模拟电源电路包括：带隙基准源Bandgap、运算放大器OPA、第一补偿电容C3、第二补偿电容C2、第一稳压电容C1、第二稳压电容C4、高压PMOS功率管P1、低压NMOS管N1、第一电阻R1、第二电阻R2和外部电源电压VDDA；
所述带隙基准源Bandgap的基准电压输出端Vref与所述运算放大器OPA的负输入端相连；所述带隙基准源Bandgap的基准电压输出端Vref通过所述第二稳压电容C4接地；
所述运算放大器OPA的输出端、所述第一补偿电容C3的上极板与所述高压PMOS功率管P1的栅极相连；所述高压PMOS功率管P1的漏极、所述第二电阻R2的一端、所述第二补偿电容C2的下极板、所述低压NMOS管N1的漏极与所述第一稳压电容C1的上极板相连，该节点也是内部模拟电源VCC的输出节点；所述第二电阻R2的另一端、所述第一电阻R1的一端、所述第二补偿电容C2的上极板、所述低压NMOS管N1的栅极与所述运算放大器OPA的正输入端相连；所述外部电源电压VDDA与所述带隙基准源Bandgap的电源端、所述运算放大器OPA的电源端、所述第一补偿电容C3的下极板、所述高压PMOS功率管P1的源极及衬底相连；所述带隙基准源Bandgap的地端、所述运算放大器OPA的地端、所述第一电阻R1的另一端、所述低压NMOS管N1的源极及衬底、所述第一稳压电容C1的下极板与地电压相连。
实际应用中，带隙基准源Bandgap、运算放大器OPA可采用耐高压器件。第一补偿电容C3及高压PMOS功率管P1可采用耐高压器件。第一稳压电容C1、第二补偿电容C2、第二稳压电容C4、第一电阻R1、第二电阻R2、低压NMOS管N1可采用低压器件。第一电阻R1、第二电阻R2为相同类型电阻。
下面对本发明的内建模拟电源电路的工作原理进行详细说明。
为了使***稳定，图2环路***的主极点设在运算放大器OPA输出节点处，次主极点设在VCC输出节点处。C2、C3均为增大***环路相位裕度的补偿电容，C3使主极点频率较补偿前更小，也具有VDDA快速启动功能。OPA尚未工作前使P1栅极电压跟随VDDA电压的作用，以避免功率管P1过早导通使VCC出现启动过冲的现象；C2会在VCC发生过冲时使VCC和N1栅极建立一个快速通路，在过冲瞬间使N1栅极上升电压近似等于VCC上升电压，以通过N1增大的电流泻掉VCC处的正电荷，避免或减小过冲电压的发生；同时C2、R1、R2及N1组成的快速通路，也有减小高频时输出阻抗的作用，增强VCC的驱动能力，增大输出极点频率，起到相位补偿的作用；C1则作为VCC的稳压电容存在，同时缓解启动时VCC的过冲现象。
具体启动过程如下：在外部电源VDDA上电以前，C3电容的上下极板电源电压均为零，当VDDA快速上电时，bandgap提供的镜像电流源尚未使OPA启动以前，P1栅极电压会因为C1的作用随着VDDA电压的快速升高而升高，P1不会导通，因此此阶段不会有电流通过P1功率管使VCC电压升高。当OPA启动后，OPA的输出电流会对C3下端充负电荷，以使P1栅极电压降低，P1功率管逐渐导通，V1电压升高，同时，在bandgap的启动过程中，因为C4电容值较大，接OPA负输入端的Vref上升较慢，OPA输出端会在正负输入端电压V1、Vref的交互作用下下降到正常工作电压，运放输出电压也会因此下降较慢，减小VCC发生过冲的可能性。另外当VCC发生过冲时，因C2电容较大，N1的栅极跟随VCC一同快速上升，流过N1的大电流会使VCC快速回落，避免击穿负载低压器件的可能性。
在***正常工作后，运算放大器OPA和输出级组成低压降（LDO）线性稳压器，因此有VCC=Vref*((R1+R2)/R1)，且Vref为带隙基准电压源bandgap提供的基准电压，并不随外部电源电压VDDA的变化而变化，因此内建模拟电源VCC也不随外部电源电压的变化而变化；并且OPA的偏置电流由bandgap基准电流镜像产生，不随VDDA的变化而变化，因此该***适用于外部电源电压变化范围较大的情况。
因为本发明功率管采用PMOS（P1），OPA的输出电压可以降到(VCC-Vth(P1))（Vth(P1)为P1管的阈值电压），P1仍然工作在饱和区，相较于NMOS作为功率管的电路结构，本发明可以在更低的外部电源电压VDDA下正常工作，因此其外部电源电压工作下限可以更低。
图3为本发明外部电源电压VDDA快速上电时，内部电源电压VCC的波形图。由图3可以看出，采用本发明的内建模拟电源电路之后，当外部电源电压VDDA快速上电时，内部电源电压VCC会稳定上升，VCC的波形中没有出现“毛刺”，表示不会发生过冲现象。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
Claims (4)
1.一种内建模拟电源电路，其特征在于，包括：带隙基准源、运算放大器、第一补偿电容、第二补偿电容、第一稳压电容、第二稳压电容、高压PMOS功率管、低压NMOS管、第一电阻、第二电阻和外部电源电压；
所述带隙基准源的基准电压输出端与所述运算放大器的负输入端相连；所述带隙基准源的基准电压输出端通过所述第二稳压电容接地；
所述运算放大器的输出端、所述第一补偿电容的上极板与所述高压PMOS功率管的栅极相连；所述高压PMOS功率管的漏极、所述第二电阻的一端、所述第二补偿电容的下极板、所述低压NMOS管的漏极与所述第一稳压电容的上极板相连，所述高压PMOS功率管的漏极、所述第二电阻的一端、所述第二补偿电容的下极板、所述低压NMOS管的漏极与所述第一稳压电容的上极板的连接处构成节点，所述节点也是内部模拟电源VCC的输出节点；所述第二电阻的另一端、所述第一电阻的一端、所述第二补偿电容的上极板、所述低压NMOS管的栅极与所述运算放大器的正输入端相连；所述外部电源电压与所述带隙基准源的电源端、所述运算放大器的电源端、所述第一补偿电容的下极板、所述高压功率管的源极及衬底相连；所述带隙基准源的地端、所述运算放大器的地端、所述第一电阻的另一端、所述低压NMOS管的源极及衬底、所述第一稳压电容的下极板与地电压相连。
2.根据权利要求1所述的内建模拟电源电路，其特征在于，所述带隙基准源、所述运算放大器，所述第一补偿电容及所述高压PMOS功率管为耐高压器件。
3.根据权利要求1所述的内建模拟电源电路，其特征在于，所述第一稳压电容、所述第二补偿电容、所述第二稳压电容、所述第一电阻、所述第二电阻和所述低压NMOS管为低压器件。
4.根据权利要求1所述的内建模拟电源电路，其特征在于，所述内建模拟电源电路的主极点设置在所述运算放大器的输出端，所述内建模拟电源电路的次极点设置在所述内建模拟电源电路的内部模拟电源输出端，所述内部模拟电源输出端与所述高压PMOS功率管的漏极相连。
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