CN106664119B

CN106664119B - 在超宽带通信***中测量入射角

Info

Publication number: CN106664119B
Application number: CN201480079211.7A
Authority: CN
Inventors: 加文·麦罗; 迈克尔·麦克劳林; 西亚恩·麦克罗伊
Original assignee: Decawave Ltd
Current assignee: De Kawi Co ltd
Priority date: 2014-05-23
Filing date: 2014-05-23
Publication date: 2020-07-28
Anticipated expiration: 2034-05-23
Also published as: KR20170009986A; CN112051541A; CN112051541B; CN106664119A; KR102193947B1; WO2015176776A1; EP3146641A1; EP3146641B1; EP3840236A1

Abstract

在超宽带(“UWB”)接收机中，接收的UWB信号被周期性地数字化为三元组样本序列。在载波获取操作模式期间，样本与预定前导序列连续相关以得到相关值。当值超过预定阈值(这指示正在接收前导序列)时，得到信道脉冲响应(“CIR”)的估计。当检测到帧起始定界符(“SFD”)时，将最佳CIR估计提供给信道匹配滤波器(“CMF”)。在数据恢复操作模式期间，CMF对来自样本流的信道注入噪声进行滤波。在载波获取操作模式和数据恢复操作模式期间连续地检测和校正载波相位误差和数据定时误差。可以通过在经由载波校正旋转相关器输出之前对相关器输出进行累加来确定载波的相位。通过对分隔开已知距离d的两个接收机的载波相位进行比较，可以确定信号的入射角θ。

Description

在超宽带通信***中测量入射角

相关申请的交叉引用

本申请是2013年10月7日提交的PCT申请No.PCT/EP2013/070851(“第一父申请”)的部分继续申请。

本申请还是2013年3月28日提交的申请No.13/775,282(“第二父申请”)的部分继续申请。

第一个父申请是2011年2月23日提交的申请No.13/033,098(“第三父申请”)的部分继续申请，第三父申请又与2010年3月22日提交的临时申请No.61/316,299(“父临时申请”)有关。

第二父申请还是2010年9月19日提交的申请No.12/885,517(现在是2013年5月7日公布的US 8,437,432(“父专利”)的部分继续申请，该父专利进而也与父临时申请有关。

本申请的主题还涉及2013年10月7日提交的PCT申请No.PCT/EP2013/070851(“相关申请”)的主题。

本申请要求以下优先权：

1、第一父申请；

2、第二父申请；

3、第三父申请；

4、父专利；

5、父临时申请；以及

6、相关申请；

其统称为“相关参考文献”，并且根据37 CFR§1.78(a)(4)要求其提交日的权益。

相关参考文献的主题的全部内容均通过引用明确地并入本文。

技术领域

本发明大体上涉及超宽带通信***，具体地，涉及一种用于在适于确定RF信号的到达角的超宽带通信***中使用的接收机。

背景技术

一般来说，在下面的描述中，我们将对超宽带(“UWB”)通信***领域的技术人员熟悉的每个特殊的技术术语的第一次出现进行斜体化。此外，当我们首次介绍我们认为是新的术语或者我们将在我们认为是新的上下文中使用的术语时，我们将加粗这个术语，并提供我们打算应用于该术语的定义。此外，在整个说明书中，当涉及将信号、信号标志、状态比特或类似装置分别渲染为其逻辑真或逻辑假状态时，我们有时将使用术语有效(assert)和无效(negate)，并且术语切换指示信号从一个逻辑状态到另一个逻辑状态的逻辑反转。备选地，我们可以将互斥的布尔状态称为logic_0和logic_1。当然，众所周知，可以通过反转所有这样的信号的逻辑意义来获得一致的***操作，使得本文描述为逻辑真的信号变为逻辑假，反之亦然。此外，在这种***中选择哪些具体电压电平来表示逻辑状态中的每一个没有关联。

通常，在超宽带(“UWB”)通信***中，由UWB发射机执行一系列特殊处理步骤以准备用于经由基于分组的UWB信道进行传输的有效载荷数据。在接收时，由UWB接收机执行相应的一系列反转步骤以恢复数据有效载荷。在IEEE标准802.15.4(“802.15.4”)和802.15.4a(“802.15.4a”)中充分描述了两个系列的处理步骤的细节，所述标准的副本与本文一起提交，并且其全部内容通过引用明确地并入本文。如已知的，这些标准描述了***的发射部分和接收部分的所需功能，但是仅指定***的发射部分的实现细节，而使实现者选择如何实现接收部分。

我们中的一个或多个已经开发了在UWB通信***中使用的某些改进，在以下未决申请或授权专利中充分描述了这些改进，未决申请或授权专利的全部内容明确地并入本文：

2010年7月31日公布的“A Method and Apparatus for Generating Codewords”，US 7,787,544；

2006年7月13日提交的“A Method and Apparatus for Generating Codewords”，申请No.11/309,222(现在已经放弃)；

2009年12月22日公布的“A Method and Apparatus for Transmitting andReceiving Convolutionally Coded Data”，US 7,636,397；

2013年1月22日公布的“A Method and Apparatus for Transmitting andReceiving Convolutionally Coded Data”，US8,358,709；以及

2014年3月18日公布的“Convolution Code for Use in a CommunicationSystem”，US 8,677,224。

包括UWB的多径扩频***中的一个特定问题是存在于接收信号中的信道引发噪声。用于相对于接收电平显著降低噪声电平的一种常见技术是在接收每个发送的分组的前导码的训练序列部分期间得到信道脉冲响应(“CIR”)的估计。当在接收分组中检测到帧起始定界符(“SFD”)之后，在时间上反转最佳CIR估计，并且得到复共轭。然后，使用信道匹配滤波器(“CMF”)将该共轭CIR估计与分组的有效载荷部分进行卷积。图1示出了适于以这种方式操作的UWB接收机10。如已知的，经由天线12接收的信号由滤波器14连续调节。在接收训练序列期间，信道估计器16根据经调节的信号得到共轭CIR估计。在接收有效载荷数据期间，检测器18采用CMF(未示出)将经调节的信号与共轭CIR估计进行卷积，从而显著地提高信噪比(“SNR”)并且有助于恢复有效载荷数据。也参见2008年3月25日公布的“EfficientBack-End Channel Matched Filter(CMF)”，US 7,349,461。

如802.15.4a，§5.5.7.1中所述，“已经实现了可选测距支持的UWB设备被称为测距使能设备(“RDEV”)。”(原文强调。)对于某些应用，通常以相对紧凑、自主的射频识别(“RFID”)标签等的形式实现这种RDEV。由于小型化因素和有限的电力供应，特别重要的是选择以最小功率提供最大性能的电路实现。不幸的是，在UWB接收机的已知实现中，性能的改进通常以功率为代价。例如，已知耙式滤波器在诸如UWB的多径扩频***中提供良好的性能。参见例如2003年3月的“The ParthusCeva Ultra Wideband PHY Proposal”，IEEEP802.15 Working Group for Wireless Personal Area Networks的幻灯片21，其副本已与本文一起提交并且其全部内容通过引用明确地并入本文。然而，已知的耙式滤波器实现往往比其他现有技术消耗明显更多的功率。

如在其他RF***中一样，在测距***中，接收机必须将其内部操作与从发射机接收的信号进行协调。通常，接收机必须实现与接收到的载波信号的同步，该过程被称为载波恢复。此外，接收机必须进一步实现与叠加在载波上的信息信号的同步，该过程被称为定时恢复。我们认为用于在数字域中执行载波恢复和定时恢复的现有技术不是最佳的。

在图15中所示的RF***拓扑中，可以看出，由于非零入射角θ，RF信号将在到达一个天线之前到达另一个天线。具体地，可以看出，到天线A的路径比到天线B的路径长了p＝d*sin(θ)。为了计算入射角θ，可以找出到达时间差。如果d相对较大，则这将提供θ的相当准确的估计。另一方面，如果d较小，则估计证明是高度易出错的。

图16示出了通过同一晶体72计时的两个接收机70a和70b。如果同一晶体72对相同的锁相环(“PLL”)74a和74b计时，则提供给相应的下变频混频器76ac-76as和76bc-76as的所产生的载波将具有相同的相位。RF信号将在比天线B稍晚的时间到达天线A，因此它将遇到在每个混频器76中不同的下变频器载波相位。如果基带处理器78a和78b能够计算信道的复脉冲响应，则该脉冲响应将具有不同的同相(“I”)与正交(“Q”)比I/Q，其等于信号在遇到混频器70a并被载波下变频之前行进额外距离p引起的相位延迟。如果载波频率较高，例如，4GHz或6.5GHz，则相当小的距离p将导致相对较大的载波相位差。

[等式1]

[等式2]

其中：

f是载波频率，

c是光速，以及

λ是载波波长。

[等式3]

其中：

α是针对入射RF信号上的同一点的两个载波之间的相位差。

[等式4]

(根据等式2和等式3)

[等式5]

(根据等式1和等式4)

[等式6]

(根据等式5)

如果在等式6中将d设置为半波长，则图17示出了α、脉冲响应的相位差和入射角θ之间的关系。注意，深灰色部分的斜率约为3，而较浅灰色部分的斜率是0.6，即变差了5倍。然而，如果将d设置为一个波长，则图18示出了α和θ之间的关系。注意，在该间隔处，存在模糊度，其原因在于每个相位关系具有两个可能的入射角。从图19可以看出，随着天线被进一步移开，例如3个波长，模糊度仅增加。

我们认为一个波长或更大波长的较大间隔是有利的，原因有两个：首先，入射角曲线相对于相变曲线的斜率更大，并且越长时间越大，从而允许更准确地确定入射角；其次，随着天线越来越近，其近场干扰和其性能开始相互影响。当间隔小于一个波长时，情况尤其如此。

我们认为，需要一种用于在UWB通信***的接收机中用于确定入射角的改进的方法和装置。特别地，我们认为这样的方法和装置应当提供一般与最佳现有技术相当的性能，但比这种现有技术的已知实现更有效。

发明内容

根据本发明的优选实施例，我们提供了一种用于RF***中的方法，该RF***包括分隔开预定距离的第一RF接收机和第二RF接收机以及RF发射机，该方法包括以下步骤：[1]在第一接收机和第二接收机中，将第一接收机和第二接收机同步到预定的时间基准；[2]在发射机中，发送具有预定载波波长λ的RF信号；[3]在第一接收机中，接收所发送的信号并根据接收信号的复基带脉冲响应得到第一相位值；[4]在第二接收机中，接收所发送的信号并根据接收信号的复基带脉冲响应得到第二相位值；[5]根据第一相位值和第二相位值得到相位差值α；[6]根据下式得到所发送的信号相对于第一接收机的到达角θ：

本发明的方法可以具体实现在合适的计算机可读介质上的计算机可读代码中，使得当处理器执行计算机可读代码时，处理器执行相应的方法。

附图说明

通过结合附图对某些优选实施例的描述可以更充分地理解本发明，在附图中：

图1以框图形式示出了适于在UWB通信***中使用的现有接收机；

图2以框图形式示出了图1中所示的但是根据本发明构造的接收机的一个实施例；

图3以框图形式示出了当图2所示的接收机在载波获取模式下操作时接收机的执行载波和定时恢复的部分；

图4以框图形式示出了当图2所示的接收机在数据恢复模式下操作时接收机的执行载波和定时恢复的部分；

图5以框图形式示出了例如图3所示的误差角计算块；

图6相对孤立地示出了图3所示的接收机的适于执行载波恢复的那些组件；

图7以框图形式示出了适于与图6所示的我们的载波环路滤波器一起使用的可编程缩放器；

图8以信号波形形式示出了在850kb/s的情况下我们对经滤波的相位误差估计进行缩放并比每个符号一次更频繁地将其应用于累加器的方法；

图9以信号波形形式示出了在6.8kb/s的情况下我们对经滤波的相位误差估计进行缩放并比每个符号一次更频繁地将其应用于累加器的方法；

图10以信号波形形式示出了在110kb/s的情况下我们对经滤波的相位误差估计进行缩放并比每个符号一次更频繁地将其应用于累加器的方法；

图11以框图形式示出了适于与图6所示的我们的载波环路滤波器一起使用的旋转器；

图12相对孤立地示出图4所示的接收机的适于执行定时恢复的那些组件；

图13以框图形式示出了适于与图12所示的我们的定时恢复环路一起使用的重采样器；

图14以流程图形式示出了用于给图12所示的定时环路滤波器播种的过程；

图15一般地在拓扑透视图中示出了RF通信***，并且特别地示出了在分隔开距离d的两个天线上发射的RF信号的不同入射角；

图16以框图形式示出了图15的天线以及相应的RF接收机；

图17以波形示出了随着关于两个分隔开1/2个波长的天线的入射角的变化的载波的相移之比；

图18以波形示出了随着关于两个分隔开1个波长的天线的入射角的变化的载波的相移之比；

图19以波形示出了随着关于两个分隔开3个波长的天线的入射角的变化的载波的相移之比；

图20以波形示出了在两个不同的载波频率随着关于两个分隔开7.5cm的天线的入射角的变化的载波的相移之比；以及

图21以波形示出了对于100个分组测试得到的计算出的入射角。

在附图中，将尽可能对相似的元件进行相似的编号。然而，这种实践仅仅是为了方便参考并且避免数字的不必要的增加，而并不旨在暗指或暗示本发明在几个实施例中的功能或结构要求一致。

具体实施方式

图2示出了根据本发明构造的UWB接收机10′。如图1所示的现有***中一样，由天线12接收的信号由滤波器14连续调节。经调节的信号随后由模数转换器(“ADC”)20周期性地采样，并以连续的数字样本序列提供。根据本发明的优选实施例，ADC 20特别适于以三元组形式(即[-1，0，+1])提供每一个数字样本。鉴于当前可用的标准数字电路技术难以以单个三元组的三进制数位(trit)的形式有效地表示3值变量，我们预期，至少在近期这些变量将需要使用2个常规的二进制比特的表示，其中比特中的第一比特表示变量的数值分量，即[0，1]，第二比特表示变量的符号，即，[+，-]。在这方面，可以认为电路技术没有取得什么进展，这是因为苏联研究人员建立了第一个(或许仅有的一个？)记载的基于三元组的计算机***。参见“A Visit to Computation Centers in the Soviet Union，”Comm.of theACM，1959，pp.8-20和“Soviet Computer Technology-1959”，Comm.of the ACM，1960，pp.131-166，其副本与本文一起提交，并且通过引用将其全部内容明确地并入本文。

在本发明的上下文中，我们的三进制数位可以区别于常规的符号+幅度实现(例如在上面引用的Amoroso83中所描述)。考虑Amoroso83的图5所示的A/D转换的策略；并且特别注意，存在三个独立且不同的切换阈值：(i)符号阈值[T₀]；(ii)正幅度阈值[T₀+Δ]；以及(iii)负幅度阈值[T₀-Δ]。(还参见，Amoroso83，第1119页，第21-24行)。我们已经发现，将ADC适配为仅使用正幅度阈值[T₀+Δ]和负幅度阈值[T₀-Δ]仅导致非常小的分辨率损失，同时提高了脉冲无线电UWB接收机的性能。因此，在我们的优选实施例中，ADC 20仅实现正/负幅度阈值[T₀±Δ]，从而简化电路，并且同时提高了ADC 20的转换时间且一般地提高了接收机的性能。这种实现自然地适用于我们的基于三进制数位的方案，其中三个定义的状态指示例如：

[-1]＝＞输入低于负幅度阈值[T₀-Δ]；

[0]＝＞输入在负幅度阈值[T₀-Δ]和正幅度阈值[T₀+Δ]之间；以及

[+1]＝＞输入高于正幅度阈值[T₀+Δ]。

与常规符号+幅度实现相反，我们的基于三进制数位的ADC 20可以容易地适于以更高的采样率(改善的性能，但具有更大的功率)或以等效的采样率(基本上等效的性能，但具有更小的复杂度，从而减小了电路尺寸和功耗)操作。

可以在相关参考文献中找到关于我们的UWB接收机10′的构造和操作的附加细节。如在相关参考文献中所解释的，接收机10′最初在获取模式中操作，在此期间，组件被配置为检测由远程UWB发射机(未示出)发送的输入UWB信号，并且实现与该传输的同步，该过程被称为获取。在实现了获取之后，接收机10′转换到数据模式，在此期间，组件被配置为恢复包含在每个发送的分组内的数据，该过程被称为解调或数据恢复。

图3示出了当我们的接收机10′在获取模式下操作时接收机10′的执行载波和定时恢复的组件。如在我们的相关参考文献中所解释的，在操作期间，ADC 20得到接收信号的同相Sr[5：0]和正交Si[5：0]分量的三进制数位值样本。在获取模式中，这些样本被传送到相关器24，在相关器24处将这些样本与预定义的前导码相关。如果存在有效的前导码，则相关器24的输出包括信道脉冲响应(“CIR”)的有噪估计。该有噪CIR估计在没有载波和定时恢复的情况下被传送到累加器26。如果存在前导码，则当累加器26将符号相加在一起时，CIR估计将比噪声基底增长得更快。通过对连续累加的CIR估计组进行比较，获取控制逻辑(在我们的相关参考文献中描述的)可以确定是否存在有效的前导码。

一旦已经识别了前导码，就激活载波恢复逻辑以校正接收到的数据中的载波误差。逻辑46通过对信号相矢量的同相(即，实)和正交(即，虚)分量执行反正切运算来计算所接收的UWB信号的瞬时相位误差估计。载波环路滤波器48使用该估计来计算要应用于到累加器26的当前输入的校正角度。得到该校正角度作为载波恢复相位信号(无符号的7个比特)，其中输出范围为0.0到几乎2.0，并且值2.0相当于一次旋转。查找表(“LUT”)50将校正角度转换成相应的一对余弦(5个比特，包括符号比特)和正弦(5个比特，包括符号比特)值。通过使用这些正弦和余弦值，旋转器52通过针对每个样本实施复数乘法接着进行舍入以将输出实样本和虚样本返回到7比特的有符号值来旋转相关样本。然后，旋转后的相关样本由重采样器54重采样以供累加器26使用。

检测到的前导码是无效的概率是有限的。因此，我们的累加器26花费一些时间评估输入信号的质量。如果发现质量较差，则前导码被拒绝，并且累加器26继续搜索前导码。如果发现质量足够高，则下一个任务是通过将输入的相关器样本与累加的CIR估计进行比较来搜索帧起始定界符(“SFD”)。这是针对每个符号执行的，并且结果被量化为2比特的有符号值。该2比特的有符号值在整个前导码中应该是+1，但是一旦接收到SFD样式，它就应当遵循SFD样式。例如，对于短SFD，这将是[0，+1，0，-1，+1，0，0，-1]。相应的搜索样式用于在2比特量化值上找到该序列。这允许识别SFD样式，并且确定转换到数据模式的时间。

在图4中示出了当接收机10′正在数据模式下操作时我们的接收机10′的执行载波和定时恢复的组件。在获取模式结束之前，由累加器26得到的CIR估计被加载到信道匹配滤波器(“CMF”)36中。一旦接收机10′切换到数据模式，ADC 20样本就被传送到CMF 36，CMF 36将接收到的UWB脉冲的能量收集在一起，从而补偿多径信道的拖尾效应。所得到的输出脉冲通过定时和载波恢复环路传送以补偿任何偏移，然后进入解扩器40。解扩器40应用在发射机(未示出)中使用的相同的伪随机噪声(“PN”)扩频序列以产生突发，并对突发进行积分。由于解扩器40不知道正在发送logic_1还是logic_0，所以它在两个可能的位置进行解扩以产生两个估计。这两个估计向维特比解码器42提供软输入，维特比解码器42产生比特序列的最大似然估计。要解调的分组的第一部分是PHY报头(“PHR”)，PHY报头包含与数据速率和发送的八位字节的数量有关的信息。众所周知，这是通过单误差校正双误差检测(“SECDED”)代码保护的。一旦对PHR进行了解码，就提取相关信息以允许对数据有效载荷进行解调，即恢复。然后，通过维特比解码器42将剩余的有效载荷传送到Reed-Solomon(“RS”)解码器44，以校正任何误差或报告不能校正的误差。

如图3所示，在获取模式中，按如下方式从相关器24的输出中导出瞬时相位误差估计：

1、在逻辑块56中对累加的样本Sr[14：0]和Sr[14：0]进行量化并且计算共轭；

2、乘法器58将来自重采样器54的复相关样本与共轭相乘；以及

3、加法器60对乘积求和以产生包括Sr[15：0]和Si[15：0]的复瞬时相位误差估计相矢量。

如图4中所示，在数据模式中，复瞬时相位误差估计相矢量仅包括解扩器40的输出，该输出包括Sr[15：0]和Si[15：0]。

然后，逻辑块62将瞬时相位误差估计相矢量转换成相应的角度。如图5所示，复误差估计相矢量由两个17比特的有符号数字组成。通过将相矢量的虚分量Si[15：0]除以实分量Sr[15：0]来确定相矢量的角度。理想地，然后将所得的商传送到反正切函数以计算精确角度；然而，为了我们的载波恢复算法的目的，我们已经确定商本身是对角度的充分近似。为了简化除法计算，我们首先识别相矢量的符号和象限，然后计算实部和虚部的绝对值。然后，将这些绝对值传送到除法计算，并且对所得到的角度进行后处理以将其映射到适当的象限/符号。然后，使重新映射的估计经过舍入和饱和(saturation)以产生以弧度表示的有符号的7比特瞬时相位误差估计S[0：-5]。

可以在图6中更详细地看到载波环路滤波器48的结构。如图所示，通过比例增益臂48a和积分增益臂48b传送瞬时相位误差估计。通过换档算法来控制增益K_p和K_i，以允许环路快速锁定，然后快速收紧到窄带宽以最小化噪声对载波恢复算法的影响。换档由对提供给环路的相位误差估计的数量进行计数的计数器415(例如，参见图7)控制并且选择相应的缩放因子。(默认换档表如下所述)。在载波相位累加器48c中对经滤波的相位误差估计进行累加以跟踪整个相位误差，并且调整瞬时相位误差以跟踪高达+/-40ppm的频率误差。

当接收机10′从获取转换到数据模式时，载波恢复环路48的更新速率将改变(从前导码符号间隔到数据符号间隔)；这要求按如下方式对载波环路滤波器48b中的积分项进行缩放以补偿该改变：

表1：载波回路滤波器缩放表

在数据模式中，我们已经确定在每个符号的末端在单个“块”中施加相位旋转对接收机的性能具有负面影响。对于6.8Mb/s的情况，在具有8个符号的组的末端施加相位，因此与起始处的符号相比，朝向该组末端的符号经受增加的相位误差。类似地，对于850kb/s的情况，表示logic_1的符号将比表示logic_0的符号具有更高的相位误差。最差的是110kb/s的情况，其将在整个符号中遭受相位误差增加，并且根据符号的跳变位置，如果载波偏移足够高，则将从有效的随机相位误差开始。为了补偿这一点，我们的优选实施例将在数据解调阶段对相位旋转进行平滑。

如图7所示，我们的方法是对经滤波的相位误差估计进行缩放，并且比每个符号一次更频繁地将其应用于累加器。在850kb/s的情况下，在相位更新间隔期间，经滤波的相位误差将缩小2倍并且被累加两次(即，每隔64个时钟周期)。(参见例如图8)。这意味着，不是在间隔结束时在单个块中施加相位调整，而是将其分布在符号的过程中，从而允许朝向间隔结束的解扩数据具有更准确的相位校正。在6.8Mb/s的情况下，在相位更新间隔期间，经滤波的相位误差将缩小8倍并被累加8次(即，每隔16个时钟周期)。(参见例如图9)。在110kb/s的情况下，在相位更新间隔期间，经滤波的相位误差估计将缩小64倍并被累加64次(即，每隔16个时钟周期)。(参见例如图10)。解扩器40将控制何时施加相位旋转，使得刚好在需要对突发进行解调之前更新相位旋转。

在我们的优选实施例中，我们实现了基于寄存器的现场可编程换档机制。可以配置十个档位；一个预留用于解调模式，从而允许九个获取档位。每个档位被指派：档位被激活的计数；K_p值；和K_i值。将logic_0的值写为除了第一档位以外的档位的计数结束了换挡表；同时在获取阶段结束时仍然切换到解调档位。注意，必须指定两个解调系数集合，一个集合用于110Kbps数据速率情况，一个集合用于850K和6.81Mbps情况。在下面的表格中给出了每个可用可编程寄存器的默认值：

寄存器	计数器	K<sub>i</sub>	K<sub>p</sub>
				CR0	0	0x8：3*2<sup>-6</sup>	0x7：2<sup>-3</sup>
CR1	12	0x7：3*2<sup>-7</sup>	0x7：2<sup>-3</sup>
				CR2	20	0x6：3*2<sup>-8</sup>	0x6：2<sup>-4</sup>
CR3	32	0x6：3*2<sup>-8</sup>	0x6：2<sup>-4</sup>
				CR4	40	0x5：3*2<sup>-9</sup>	0x5：2<sup>-5</sup>
CR5	64	0x4：3*2<sup>-10</sup>	0x5：2<sup>-5</sup>
				CR6	128	0x3：3*2<sup>-11</sup>	0x4：2<sup>-6</sup>
CR7	192	0x2：3*2<sup>-12</sup>	0x4：2<sup>-6</sup>
				CR8	256	0x1：3*2<sup>-13</sup>	0x3：2<sup>-7</sup>
CR9	1023	0x0：3*2<sup>-14</sup>	0x3：2<sup>-7</sup>

表2：载波恢复环路换挡表

按如下方式对K个因子进行编码：

在非常嘈杂的条件下，载波恢复环路可能无法正确锁定。这将导致在累加器26中的前导码拒绝(如果该模式被启用的话)，从而有效地给载波恢复环路另一个尝试(shot)。然而，定时恢复环路仍然可能无法锁定，并且它没有得到另一个机会，因为在这具有效果之前，前导码将可能被确认。

优选地，LUT 50在获取模式期间在累加器26的控制下并且在数据模式期间由解扩器40更新SIN(5比特有符号)值和COS(5比特有符号)值。这是为了防止在数据对于所讨论的算法重要时施加相位变化，因此它必须在获取期间在脉冲响应之外并且在解调期间在突发位置之外被施加。

旋转器52从LUT 50获得SIN和COS值，并将它们应用于输入数据向量。该旋转在获取期间施加到相关器24的输出，并且在数据解调期间施加到CMF 36的输出。如图12所示，第一级T0根据模式在相关器24和CMF 36的登记的输出之间进行选择。第二级T1执行完全复数乘法所需的4次乘法，然后登记这些乘法结果。第三级T2将复数乘法的实数分量和虚数分量相加，施加舍入将旋转后的样本返回到7比特(有符号)的精度，并对其进行登记以便输出。因此，旋转器52的总延迟是四个时钟周期C0-C3。

我们的定时估计基于稍早-稍晚门控算法。如图3和图4所示，用于该算法的数据源取决于接收的相位：在获取模式期间，根据CMF 36的输出导出必要的定时信息；并且在数据模式期间，解扩器40提供必要的定时信息。在这两种情况下，信息用于生成瞬时定时估计。该估计被调节并且传送到典型的二阶环路的定时环路滤波器64。定时环路滤波器64的输出在获取模式期间向重采样器54提供样本级的定时调整信息，并且在数据模式期间向累加器26和解扩器40提供时钟周期级的调整。

如图12所示，在获取模式期间，根据来自CMF 36的输出的稍早/准时/稍晚样本导出定时估计。一旦已经检测到前导码，累加器26就将开始将CIR系数写入CMF 36。如前所述，相关器24的输出提供了CIR的瞬时噪声估计。当定时偏移误差在累加器26中累加时，该估计在符号内的位置将缓慢地变化。对相关器24的输出进行量化并将其馈送到CMF 36中导致在CMF 36的输出端处与有噪声脉冲响应估计在相关器24的输出符号中的位置相对应的相关波峰。在我们的优选实施例中，通过重采样器54执行相关器24的输出的量化和到CMF 36的路由的功能。

随着输入信号的定时改变，该相关波峰在CMF 36的输出中的位置将移动。一般来说，该移动相对于一个前导码符号持续时间将是渐进的，因此可以被跟踪。累加器26提供定时标志以指示何时在CMF 36的输出端处预期相关波峰。该标志基于累加器26和CMF 36相对于估计的脉冲响应位置的延迟。最初，这将是非常准确的，这是因为定时相位误差将是可忽略的，但是，随着相位误差累加，波峰将移动，从而提供期望的定时信息。相关波峰理想地是准时样本，其中稍早样本和稍晚样本分别是紧接在准时样本之前和之后的样本。这三个样本被传送到用于针对定时环路滤波器64计算瞬时定时相位误差的相位检测器66(参见图3)。

在解调期间，除了用作解调过程的一部分的正常准时输出之外，解扩器40还提供专用的稍早输出和稍晚输出。这些输出被提供用于两个可能的突发位置(取决于数据是logic_0还是logic_1)；因此，需要早期瞬时决策，以便识别在计算瞬时定时相位误差估计时使用两个稍早/准时/稍晚样本集合中的哪一个集合。一旦做出该决定，就执行计算，并将误差传送给定时环路滤波器64。

相位误差估计基于先前描述的稍早/准时/稍晚样本。由计算块68执行差分计算。计算稍早值和稍晚值之差，并相对于准时(准时应该更大)对稍早值和稍晚值之差进行检查。如果准时值为负或零(在调节之后)，则数据是不可靠的，并且相位估计被归零。该差值除以峰值的两倍，并且结果被检查为小于0.75(否则被认为是不可靠的)，并且作为瞬时定时误差估计以格式S[-1：-4]传送出去。然后，将该瞬时定时误差估计被传送给定时环路滤波器64。

如图12所示，定时环路滤波器64包括比例增益臂64a和积分增益臂64b。增益Kp和Ki由换档算法控制，以允许环路快速锁定，然后快速地收紧到窄带宽，以最小化噪声对定时恢复算法的影响。换档由对提供给环路的定时误差估计的数量进行计数的计数器(例如，参见图7)控制，并且在一个示例中按如下方式操作：

表3：定时估计环路换档表

定时环路滤波器累加器64c对定时相位误差的较低噪声估计进行累加以跟踪定时相位误差并在0与+15.875个样本之间调整采样相位误差。定时环路滤波器64还得到用于以16个样本为单位调整定时的phase_increment(“Inc”)和phase_decrement(“Dec”)信号，这是因为它们在累加器26(在获取期间)或解扩器40(在解调期间)中丢弃或增加时钟周期延迟。因此，如果需要调整-2.5个样本，则phase_inc用于引入-16个样本的偏移，而相位误差驱动重采样器40将施加+13.5个样本的校正，从而给出总体所需的-2.5个样本的相位调整。类似地，例如，可以通过使用phase_dec信号施加+16个样本的调整、接着在重采样器54中进行额外的+3.125样本的校正来实现+19.125样本的调整。举例说明，在图13中示出了重采样器54的合适实施例。

载波恢复环路需要快速锁定以便成功接收信号，而定时恢复环路可能需要更长时间。因此，如果在找到前导码不久之后载波恢复环路未能锁定，则前导码将被拒绝，从而给予载波恢复环路另一次锁定的机会。然而，定时恢复环路没有获得第二次机会，因此为了提高锁定的机会，可以利用基于载波环路积分器的估计来对定时恢复环路播种。优选地，通过使用控制信号来启用播种：如果该信号的状态是例如logic_0，则不发生定时播种，并且档位表(见下文)必须被设置为允许这一点(最初宽带宽以允许获取，然后随着锁定改进而变窄)；但是如果该信号的状态是例如logic_1，则启用定时播种，并且假设该环路从开始就接近锁定，并且可以使用更积极的档位表。在我们的优选实施例中，默认启用播种。

我们已经确定，载波恢复环路中的环路积分器的值可以用于在定时恢复环路中对环路积分器播种，从而给定时恢复环路提供跳变开始并增强其锁定的机会。我们优选用来计算种子值的公式是：

I_tim＝(Scale)(I_car)

其中：

I_tim＝定时环路积分器；

I_car＝载波环路积分器；

F_s＝采样率；以及

F_c＝载波频率。

由于F_s和F_c是相关的，所以在实践中这更简单：

Fc(MHz)	信道	缩放因子
			3494.4	1	1/7
3993.6	2、4	1/8
			4492.8	3	1/9
6489.6	5、7	1/13

如图14所示，我们优选允许载波恢复环路在给定时恢复环路播种之前建立良好的质量估计；我们根据载波恢复环路档位计数器来定义延迟，并且优选使该阈值是可编程的。一旦达到该档位计数器阈值，就根据上表(取决于信道设置)对载波恢复环积分器中保持的值进行缩放，以产生具有精度S[-1：-15]的定时种子值。舍入不需要施加到该计算，仅仅是截断，这是因为该计算在接收机10′中是一次性事件，并且不参与递归循环，因此并非由舍入引入的偏差不会累加以导致显著的不准确性。

表4：定时估计器默认可编程换挡寄存器值

其中：

值包括以十六进制格式表示的20比特变量；

计数包括值的比特[9：0]；

Ki包括值的比特[14：10]；以及

Kp包括值的比特[19：15]。

按如下方式对K个因子进行编码：

表5：换挡寄存器值解码

计算入射角：

在实际的相干接收机中，必须跟踪发射机的载波。例如，在图16的***中，两个接收机70都将这样做，但是由于与接收信号混合的不同噪声输入，因此它们将不一定等同地这样做。在例如图3所示的时钟跟踪环路中，相关器输出被累加以识别信道脉冲响应，但是在它被累加之前，通过载波校正来对其进行旋转。因为该旋转在每个接收机70中可能不同，所以必须对其进行撤消，以便计算两个载波之间的相位差。例如，参考图3，在入射角计算模式期间，可以使旋转器52不工作(或者，备选地，LUT 50可以被配置为输出

的固定旋转)；否则，逻辑46如上所述地工作。因此，两个载波之间的相位差是在累加器中的第一路径的角度之差减去在信道脉冲响应的累加停止并被测量时已经施加的各个相位校正。图21示出了当使用该方法对100个单独的分组重复时计算出的到达角度。在该测试中，实际的到达角是

，并且天线分隔开一个波长。在该测试中使用的载波频率为4GHz，并且误差的标准偏差为

。

我们提出了两种方式来解决在大于1/2波长的天线间隔处发生的解的模糊性(ambiguity)。首先，我们测量分组在每个天线处的到达时间。与所测量的到达时间差最一致的入射角是所选择的入射角。参见图18所示的示例。如果α被测量为-125°，则θ存在两个可能的值-20°或+40°。如果信号首先到达天线A，则-20°是正确的，但是如果信号首先到达天线B，则+40°是正确的。其次，我们通过在在不同的载波频率处发送两个分组来解决模糊性。图20示出了针对两个不同载波频率的α和θ之间的关系的示例。因为曲线不同，因此可能解中仅一个可能解出现在两个载波频率处。例如，如果入射角θ为-50°，那么在4GHz处的α将被测量为+90°，其可以对应于-50°或+15°的α。在6.5GHz处，将被测量为-90°，其可以对应于-50°、-10°或+24°的α。由于-50°是唯一的公共解，因此它肯定是正确的解。当然，在实践中，***中的噪声意味着公共解不完全相同，因此将必须选择在两个可能解集合中具有最小差的解。

即使从相同的时钟对两个接收机70a和70b进行馈送，也可能发生这个时钟到一个接收机的延迟不同于到另一个接收机的延迟。在这种情况下，在载波之间将存在固定的相位差。然而，可以通过例如在已知的到达角度处测量α来校准该相位差，并在应用式6的公式之前从α中减去该相位差。

与使用公共晶体72提供两个不同的PLL 76a和76b不同，存在使接收机70同步的其他方式，例如，可以通过向两个接收机70a和70b提供来自单个PLL(例如PLL 76a)的时钟来使两个接收机70a和70b同步。

尽管我们已经在特定实施例的上下文中描述了本发明，但是本领域普通技术人员将容易认识到，可以在这样的实施例中进行许多修改以适应具体实现。举例说明，当可以预期目标应用将不会受到显著的信道内CW干扰水平时，将花费很少努力来使本发明适用于不同的ADC方案。此外，可以使用各种已知的半导体制造方法中的任何一种来实现上述几个元件，并且一般来说，如本领域中已知的，上述几个元件适于在硬件或软件控制或其某种组合下可操作。备选地，本文在专用接收机装置的上下文中公开的本发明的几种方法可以用适合的计算机可读介质上的计算机可读代码具体实现，使得当通用或专用计算机处理器执行所述计算机可读代码时，所述处理器执行相应的方法。

因此，显然，我们已经提供了在UWB通信***的接收机中用于确定入射角的改进的方法和装置。特别地，我们认为这样的方法和装置应当提供与最佳现有技术一般相当的性能，但比这种现有技术的已知实现更有效。

Claims

1.一种RF***中的方法，所述RF***包括分隔开预定距离d的第一RF接收机和第二RF接收机以及RF发射机，其中d大于λ/2，所述方法包括以下步骤：

[1]在所述第一RF接收机和所述第二RF接收机中，将所述第一RF接收机和所述第二RF接收机同步到预定的时间基准；

[2]在所述RF发射机中，发送具有预定载波波长λ的RF信号；

[3]在所述第一RF接收机中，接收所发送的信号并基于所发送的信号在所述第一RF接收机的累加器中的第一路径，根据所接收的信号的复基带脉冲响应得到第一相位值；

[4]在所述第二RF接收机中，接收所发送的信号并基于所发送的信号在所述第二RF接收机的累加器中的第一路径，根据所接收的信号的复基带脉冲响应得到第二相位值；

[5]根据所述第一相位值和所述第二相位值得到相位差值α；

[6]根据下式，基于单个相位差值α得到所发送的信号相对于所述第一RF接收机的多个到达角θ：

[8]在所述第一RF接收机和所述第二RF接收机中，基于所发送的信号在所述第一RF接收机和第二RF接收机的累加器中的第一路径，确定所发送的信号的相应的第一到达时间和第二到达时间；以及

[9]根据所述第一到达时间和所述第二到达时间来选择所述多个到达角中的一个到达角。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤[1]的特征还在于：

[1]在所述第一RF接收机和所述第二RF接收机中，通过使用单个时钟振荡器对所述第一RF接收机和所述第二RF接收机计时来同步所述第一RF接收机和所述第二RF接收机。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤[1]的特征还在于：

[1]在所述第一RF接收机和所述第二RF接收机中，通过使用单个锁相环对所述第一RF接收机和所述第二RF接收机计时来同步所述第一RF接收机和所述第二RF接收机。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，

步骤[1]的特征还在于：

[1]在所述第一RF接收机和所述第二RF接收机中，使用相应的第一时钟跟踪环路和第二时钟跟踪环路来分别将所述第一RF接收机和所述第二RF接收机的载波相位与所述RF发射机同步；

步骤[3]的特征还在于：

[3]在所述第一RF接收机中：

[3.1]接收所发送的信号；

[3.2]根据所接收的信号的复基带脉冲响应得到第一相位值；以及

[3.3]通过减去所述第一时钟跟踪环路的相位来校正所述第一相位值；

步骤[4]的特征还在于：

[4]在所述第二RF接收机中：

[4.1]接收所发送的信号；

[4.2]根据所接收的信号的复基带脉冲响应得到第二相位值；以及

[4.3]通过减去所述第二时钟跟踪环路的相位来校正所述第二相位值；以及

步骤[5]的特征还在于：

[5]根据所校正的第一相位值和第二相位值得到相位差值α。

5.一种RF***，包括分隔开预定距离d的第一RF接收机和第二RF接收机以及RF发射机，所述***被配置为执行根据任一前述权利要求所述的方法。

6.一种包括可执行指令的计算机可读存储介质，当在处理***中执行所述可执行指令时，所述可执行指令使所述处理***执行根据权利要求1至4中任一项所述的方法的所有步骤。