CN100530992C - 脉冲幅度调制-脉冲位置调制的信号的健壮非相干接收机 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种健壮的方法和***，用于经由在具有非常宽范围的延迟扩展多径信道上的超宽频带(UWB)无线电发送信号通信。该***包括一种具有低复杂性和潜在地很低功耗的非相干接收机结构，同时对各种各样的UWB多径信道提供健壮的误差率性能。被称为组合PAM-PPM(脉冲幅度调制-脉冲位置调制)信号的受推荐的发送信号与所公开的非相干接收机方法及装置的使用可以应用到任何UWB通信、识别、传感器或定位***和网络，其中，电池功耗必须被最小化，而没有过度的信号性能降级。具体来说，双极2PPM(也简写为双时隙2PPM)信号的定时恢复和同步方法和实施例被公开，使得能够构造用于工作在超宽频带(UWB)无线电信道上(如在3.1GHz和10.6GHz之间的频带)的***和网络的特别健壮的接收机。

Description

脉冲幅度调制-脉冲位置调制的信号的健壮非相干接收机

技术领域

本发明涉及一种健壮(robust)的接收机方案，用于在具有非常宽的延迟扩展范围的多径信道上经由超宽频带(UWB)无线电发送信号通信。所述方案为工作在UWB(或脉冲)无线电信道上，例如在3.1GHz和10.6GHz之间的频带中的***和网络，使得能够构造特别健壮的接收机。

背景技术

无线局域网(WLAN)空间以及无线个人网络和无线个域网络(WPAN和WBAN)的短程无线技术继续迅速地激增。类似地，有线和无线网络以及链接各种传感器和/或识别标签的混合网络刚刚开始以无先例的未来市场潜力部署。通常，这些传统***免许可地工作在窄的、但是指定的无线电频谱带中。为了考虑到迅速增加的用户和器件数量而消除未来频谱短缺的威胁、并且启用基于无线数据传输以及资产定位和跟踪的新应用，以超宽频带(UWB)无线电信道形式的附加的无线电频谱在美国近来可用在3.1GHz-10.6GHz的范围内。

使用UWB无线电信道的未来的无线传感器***的发展中的一个相关方面是，在其中严重的多径条件占优势的传播条件中的接收机的健壮性。但是，同时，这些通信设备应当最小化它们的功率消耗，因为它们经常由电池供电。

现有技术和问题说明

基于超宽频带无线电技术(UWB-RT)的通信、识别或定位***的无线设备(收发机)的设计者在延后的多达几年的时间里，将面临在节约成本、提供健壮的性能并且仅依赖于电池而工作的方面选择最佳可能的设计方法的问题。因此在这样的无线收发机中的关键设计标准是对于给定的传播环境选择调制方案和对应的接收机架构。可以在信道响应中观测的相当大范围的延迟扩展，引起有关(室内)UWB无线电信道的问题，范围从在视线情况下的几乎0延迟扩展到在严重多径传播情况下的多达200ns和更多的大延迟扩展。实际的接收机应当能够处理这种大范围的可能信道条件。

存在从其可得到接收机的架构的两种基本方案：a)相干方案和b)非相干方案。良好设计的相干方案提供良好的性能，但是需要相当复杂的实现，因为它们经常需要被设计具有自适应特征以匹配所有可能的信道条件。非相干接收机具有简单得多、因此建立起来较不复杂的优点；妥协的结果是非相干接收机与良好设计的相干接收机相比一般蒙受实质(substantial)的性能损失。

因此，在本领域需要一种改进的非相干接收机方案，它获得与例如低阶的相干耙型(RAKE)接收机类似或甚至更好的性能。非相干接收机架构应当在大范围的多径延迟扩展条件上提供健壮的误差率性能，而不需响应于变化的信道延迟扩展或缓慢漂移的发射机时钟的任何的关键***参数的适配。

在最近的文献中已经一般地说明了适合于UWB无线电信道和脉冲幅度调制(PAM)和/或脉冲位置调制(PPM)信号的接收的某些相干和非相干接收机架构。例如，在Y.Souilmi和R.Knopp的题目为“On the achievable rates ofultra-wideband PPM with non-coherent detection in multi-path environments(关于在多径环境中具有非相干检测的超宽频带PPM的可获得速率)”的IEEE出版物中，作者描述了在多径衰落环境中在非相干接收机情况下使用m元(m-ary)(每个PPM码元m个时隙)的UWB***的可获得数据速率的理论结果。但是，所述文章未公开所述接收机结构是什么，并且它也未解释这样的接收机如何恢复所发送的PPM信号的定时相位。所接收的信号的定时相位的知识对于在接收机的数据检测器输出获得良好的误差率性能是重要的。

在下面的学报中出版的文章解决了用于脉冲无线电的正交4元PPM和二进制偏移PM的定时恢复和抖动问题，所述脉冲无线电通常被理解为与(脉冲)UWB无线电相同：the IEEE Journal on Selected Areas in Communications，vol.20，No.9，December 2002，and entitled“The effects of timing jitter andtracking on the performance of impulse radio，”by W.M.Lovelace and J.K.Townsend(在所选择的通信领域的IEEE(电气和电子工程师协会)学报)2002年12月第20卷第9期，题目为“关于脉冲无线电的性能的定时抖动和跟踪的效果”，W.M.Lovelace和J.K.Townsend。作者说明具有提前-推后门***的相干接收机甚至对于适中的定时误差(抖动)也很灵敏，这主要是因为由发射机发送的脉冲很窄。Lovelace和Townsend的文章假设信道响应对于接收机是已知的，或者可以精确地估计它；但是，信道估计要求复杂的信号处理。

已知的相干和非相干接收机通常基于某个自动增益控制(AGC)功能，特别是当工作在干扰环境中时。而且，需要低复杂度的非相干接收机，其能够当在一大组UWB(或脉冲)无线电信道上接收发送信号时提供健壮的操作。

从上文可以看出，在本领域中仍然需要改进的非相干接收机方案，它例如不依赖于任何信道响应估计，特别是在所述信道是UWB(或脉冲)无线电信道的情况下。

发明内容

本发明提供了一种健壮的方案，用于在具有很宽范围的延迟扩展的多径信道上经由超宽频带(UWB)无线电发送信号来通信。一般来说，所述方案包括一种非相干接收机结构，它具有低复杂性和潜在地很低的功耗，同时为各种各样的UWB多径信道提供健壮的误差率性能。被称为组合PAM-PPM(脉冲幅度调制-脉冲位置调制)信号的而受到推荐的发送信号与所公开的非相干接收机方法和接收机一起的使用，可以应用在任何UWB通信、识别、传感器或定位***和网络，其中，电池功耗应当被最小化，而没有过度的***性能降级。具体来说，公开了用于双极2PPM(也简写为BP2PPM)信号的定时相位恢复和同步方法以及实施例，使得能够构造用于工作在超宽频带(UWB)无线电信道(例如在3.1GHz和10.6GHz之间的频带)上的***和网络的特别健壮的接收机。

按照本发明的第一方面，提供了一种用于接收在一组脉冲无线电(UWB)信道上的发送信号TS以检测数据的方法，每个信道包括一组多径分量，每个多径分量影响产生的误比特率(BER)。所述方法包括步骤：i)经由第一接收信号路径(也简写为FRSP)来接收发送信号TS，ii)在积分时间T_I期间积分第一接收信号路径的输出以获得积分器信号IS，以及iii)进一步处理积分器信号IS，以检测(所发送的)数据。积分时间T_I被选择使得影响误比特率(BER)。

所述积分的步骤还可以包括步骤：确定加权函数w(t)；将第一接收信号路径的输出乘以所确定加权函数w(t)以获得乘积信号PS；并且在所确定的积分时间T_I期间积分所述乘积信号PS，以获得加权的积分器信号wIS。所述加权的积分器信号wIS可以随后用于进一步处理和检测数据。所述加权函数w(t)的确定可以包括选择加权函数w(t)，例如形成预先存储的加权函数数据的表，或者可以包括根据信道测量的结果对加权函数w(t)的调整。通过使用适当的加权信号来加权第一接收机路径的输出信号，可以进一步降低误比特率(BER)，并且可以提高接收机的灵敏度。

而且，所述处理的步骤还可以包括步骤：采样积分信号IS以获得采样的模拟信号SAS；将所述采样的模拟信号SAS量化为信号采样SS；使用所述信号采样SS用于数据检测判决；并且根据所述信号采样SS并且使用所述数据检测判决来控制积分器信号IS的采样，用于定时相位估计。以一定倍数的码元率(所述倍数依赖于调制方案)的采样可用于执行数据检测。相同的采样可以用于执行精细码元时钟估计(如果期望的话，也用于粗略码元时钟估计)、同步序列搜索和定时跟踪。

所公开的非相干接收方案提供了在大范围的多径延迟扩展信道条件下的健壮误比特率(BER)性能，而不需要响应于改变的信道延迟扩展或缓慢的漂移发射机时钟而进行关键***操作参数的任何适配。假定目标信道是UWB无线电信道，建议使用基于组合PAM(脉冲幅度调制)和PPM(脉冲位置调制)的调制方案；具体来说，在一个优选实施例中，建议使用双极2PPM(BP2PPM)信号，其中，脉冲的极性不承载任何信息，而是用于实现白化(whiten)的和无DC(DC＝“直流”＝0频率)的发送频谱。所述发送信号TS可以被选择为组合的PAM-PPM发送信号，最好被组合为BP2PPM信号。2PPM允许每个码元一个比特的发送。与2PPM组合的二进制PAM允许随机地选择脉冲的符号，因此获得具有不包含谱线的功率谱密度的发送信号。所提出的非相干接收方法和实施例特别适用于在UWB无线电信道上接收的发送信号。

也可能使用每个双极2PPM码元两个信号采样SS，以便提供数据检测判决的最大似然判决。这意味着每个码元使用两个采样，这允许设计一种改进的数据检测器，它用于提供低的误比特率(BER)，同时保持使收发机架构简单。

按照本发明的第二方面，提供了一种接收机，用于接收在一组脉冲无线电(UWB)信道上的发送信号TS以检测数据，每个信道包括一组多径分量，每个多径分量影响产生的误比特率(BER)。所述接收机包括：第一接收信号路径(前面也被简写为FRSP)，用于接收发送信号TS；积分器，用于在积分时间T_I期间积分第一接收信号路径的输出以获得积分器信号IS；以及进一步处理单元，用于进一步处理积分器信号IS，以检测数据，所述积分器的积分时间T_I被选择使得影响误比特率(BER)。所提供的接收机是非相干接收机，并且具有优点：与相干接收机相比较，可以对于该非相干接收机省略任何信道估计。在对于积分时间T_I的适当选择的情况下，由所述积分器捕获多数所接收的信号能量，因此，可以有效地利用由信道提供的几乎全部多径分集(diversity)。与相干接收机相比，对于这种非相干接收机，所恢复的码元时钟的定时相位估计误差被允许显著地更高。

在一个实施例中，所述积分器是加权积分器，其包括：产生器，用于提供加权函数w(t)；乘法器，用于将第一接收信号路径的输出与加权函数w(t)相乘以获得乘积信号PS；以及积分器，用于在积分时间T_I期间积分所述乘积信号PS，以获得加权的积分器信号wIS。使用所述加权函数w(t)来加权第一接收信号路径的输出信号导致降低接收机的误比特率(BER)或提高接收机的灵敏度。

所述进一步处理单元可以包括：采样器，用于采样加权积分器信号wIS以获得采样的模拟信号SAS；量化器，用于将所述采样的模拟信号SAS量化为信号采样SS；数据检测器，用于数据检测判决；以及定时单元，用于根据所述信号采样SS和所述数据检测判决控制所述采样用于定时相位估计。

所述定时单元还可以包括定时采集和数据同步单元，其包括：粗略码元时钟估计单元、精细码元时钟估计单元和同步序列搜索单元。将所述码元时钟定时相位估计步骤划分为粗略和精细码元时钟估计步骤允许根据实现方式来降低前同步信号长度，并且改善估计质量。

而且，所述定时单元还可以包括定时跟踪单元，其包括提前-零-推后时间产生器或提前推后时间产生器。在本公开中，所提出的非相干接收机一般包括具有三态调整方案形式的改进的提前-推后门定时方案，以下称为提前-零-推后(EZL)定时方案。在一些实施例中，可优选的是，零状态不是激活的，将其缩小到传统的提前-推后方案。这个方案与有效的非相干数据检测的组合导致UWB无线电发送***，其在大范围的信道条件(延迟扩展)上实现健壮的性能，即使在存在由于在发射机和接收机时基(码元时钟)之间的抖动和/或频率偏移而导致的某些定时相位误差的情况下也是如此。Lovelace和Townsend的所述文章假定信道响应对于接收机是已知的，或者可以精确地估计它；但是，信道估计要求复杂的信号处理。所提出的非相干接收机不依赖于任何信道响应估计。

优选的是，所述定时跟踪单元包括针对判决的采样定时校正单元，其考虑了改善定时跟踪算法的性能，导致更高的接收机灵敏度或相对于振荡器频率(发射机和/或接收机码元时钟)不精确的更高的容差。

所述定时单元可以包括与状态机组合的积分器/采样器控制单元，其允许精确控制a)被提供到所述积分器的复位信号和权重选择信号，b)被提供到采样器的采样信号。

而且，所接收的发送信号TS可以被排列为一组并行运算积分器的几个积分器处理。然后，每个积分器在预定的积分时间或可调整的积分时间期间积分它们各自的输入信号。每个积分器还可以作为加权积分器。换句话说，由单个积分器或加权积分器从所述第一接收信号路径获得的信号的积分可扩展，以包括被排列为一组并行运算积分器的几个这样的积分器，每个积分器在预定的或可调整的积分时间期间积分它们各自的输入信号。这样的并行积分器排列提供了另外的优点，例如：在定时跟踪单元中的更少需要的时间延迟(即泄露积分器的延迟元件的整数n可以被选择是一)；可以获得关于由针对判决的采样时间校正单元提供的定时误差TE的更精确的信息，由此提高定时误差TE估计的精度；可以实现相对于在发射机码元时钟和接收机码元时钟之间的时钟频率偏移的改善的健壮性；以及更短的前同步序列可以用于获得更快的采集时间。

可以响应于占优势的信道条件、特别是响应于在第一接收信号路径的输出测量的信道的实际功率延迟概况，使得可调整由采样器控制单元可确定的积分时间T_I。因此，如果使得持续时间T_Ia的延迟元件可调整，则也可以根据占优势的信道的功率延迟概况和/或接收机的信噪比(SNR)来改善接收机可实现的误比特率(BER)。注意，所测量的信道的功率延迟概况也可以用于得到可以在加权积分器中并入的最佳加权函数w(t)。

按照本发明的第三方面，提供了一种用于经由一组脉冲无线电(UWB)信道而发送数据的***。所述***包括：发射机，用于发送作为组合的PAM-PPM信号的数据；以及所述接收机，用于接收和检测所述数据。

本发明的其他优点被列举如下：

-使用被称为组合的PAM-PPM(脉冲幅度调制-脉冲位置调制)信号的受推荐的发送信号与所公开的非相干接收机方法和装置一起可应用到任何UWB无线电通信、识别、传感器或定位***和网络，其中，应当最小化电池功耗，而没有过度的***性能降级。

-具体来说，公开了用于积分由第一接收信号路径提供的信号和用于双极2PPM(双极两时隙PPM，也简写为BP2PPM)信号的定时恢复和同步的方式，使得能够构造用于工作在宽范围组(a broad set of)的超宽频带(UWB)无线电信道(例如在3.1GHz和10.6GHz之间的频带)上的***和网络的特别健壮的接收机。

-非相干联接收机具有更简单得多、因此建立起来较不复杂的优点；妥协是非相干接收机与良好设计的相干接收机相比较一般遭受某些性能损失。在此公开的非相干接收机方案使得能够减少这样的性能损失；本公开描述了非相干接收机，该非相干接收机实现与低阶的相干耙型(RAKE)接收机类似的性能。

-在一个优选实施例中，在存在达到20ppm(百万分之一)的定时相位误差或时钟频率偏移的情况下，特别是在向检测器提供每双极2PPM码元两个采样以提供(最佳)最大似然判决的情况下，接收机性能已经表现为是健壮的。

附图说明

下面参见下面的示意图仅仅通过示例来详细说明本发明的优选实施例。

图1示出了经由一组无线电信道来发送数据的基本情况。

图2示出了用于接收组合的PAM-PPM信号的非相干接收机结构的一个优选实施例。

图3示出了包括延迟元件、加法器和阈值检测器的数据检测器的方框图。

图4示出了定时采集和数据同步单元。

图5示出了定时跟踪单元的方框图。

图6示出了作为积分器/采样器控制单元的一部分的状态机的基本图。

图7a示出了在积分器/采样器控制单元中包括的基本码元采样器控制单元。

图7b示出了在由基本码元采样器控制单元提供的各种信号之间的一般关系。

图8a示出了作为加权积分器的积分器的一个实施例。

图8b以示例UWB无线电信道指示最佳积分时间T_I也依赖于在接收机的占优势的信噪比(SNR)。

所述附图被提供来仅仅用于说明性目的，并且不必然按照比例来表示本发明的实际示例。

具体实施方式

在焦点放在对于使用脉冲无线电——它通常被认为与(脉冲的)超宽频带(UWB)无线电相同——的无线***的应用的情况下，描述所述实施例。

图1示出了用于经由一组无线电信道、即一组脉冲无线电(UWB)信道3来发送数据的***的基本情况。为了简单，仅仅标出了一个无线电信道3。所述附图一方面图解了具有发送天线9的发射机1，另一方面图解了具有接收天线10的非相干接收机2。所示的无线电信道3包括一组多径分量3a、3b，其中，在非相干联接收机2经由一个多径分量3a直接地接收发送信号TS，并且经由包括在壁5上的反射的另一个多径分量3b来接收发送信号TS。一般来说，每个无线电信道3的特征在于可以在宽范围的时间间隔(延迟扩展)上扩展的大量多径分量3a、3b。每个多径分量影响在非相干联接收机2中产生的误比特率(BER)。进一步的说明更详细地参见非相干接收机2——以下也称为接收机2。在所述说明中使用相同的附图标号和符号表示相同的部件等。

图2示出了用于接收组合的PAM-PPM信号的接收机2的非相干接收机结构。所述接收机2包括第一接收信号路径(FRSP)10-50、第二接收信号路径(SRSP)60-90和定时和控制单元100——也称为定时单元100。第一接收信号路径在信号处理链中包括：接收天线10，它接收发送信号TS；限幅器20，它在其幅度上限制其输出信号；低噪声放大器(LNA)30；带通滤波器40，它让所接收的发送信号TS通过；以及平方器50。第二接收信号路径包括：积分器60、采样器70、量化器(模数转换器)80和数据检测器90。定时单元100在下述方面涉及在第二接收信号路径中包括的部件：它从这样的部件80、90接收信号，或者向这样的部件60、70提供信号。采样器70、量化器80、数据检测器90和定时单元100在此也称为进一步处理单元99。

积分器60在积分时间T_I期间积分第一接收信号路径的输出，以获得积分器信号IS或加权的积分器信号wIS。这些信号在附图中分别指示。

采样器70采样积分器信号IS或加权的积分器信号wIS，以提供采样的模拟信号SAS。量化器80量化所采样的模拟信号SAS，以获得信号采样SS，它们然后由数据检测器90用于数据检测判决。

定时和控制单元100包括定时采集和数据同步单元200、定时跟踪单元300和积分器/采样器控制和状态机单元400，所述积分器/采样器控制和状态机单元400包括状态机的功能。定时采集和数据同步单元200也被称为采集和同步单元200。一般来说，定时单元100根据信号采样SS和数据检测判决来控制采样，以获得定时相位估计。定时单元100输出“复位”和“权重选择”信号，它们都用于控制积分器60，并且定时单元100还输出“采样”信号，所述信号被采样器70用于精确地采样积分信号IS或加权积分信号wIS。

定时和控制单元100向第二接收信号路径(SRSP)提供所述“复位”信号、所述“采样”信号和所述“权重选择”信号。优选的是，在接收周期的开始、例如在接收新的数据分组之前发出所述“权重选择”信号；但是，一般来说，可以在所述接收机处理某个发送信号TS时激活所述“权重选择”信号。当所述“复位”信号改变状态(例如从某个低(0)幅度值改变为高幅度值)时，积分器60的输出被设置为0。从积分器60的输出被设置为0的瞬间开始，定时单元100向采样器70提供在积分时间T_I后的“采样”信号，采样器70产生新的采样的模拟信号SAS。在一个优选实施例中，在每个码元间隔TS中产生两个这样的采样。图7b示出了在由定时和控制单元100提供的信号之间的一般关系的进一步的细节。在图7b中还示出了接收机的恢复码元时钟(RSC)信号，它在前同步和同步序列接收期间被定时采集和数据同步单元200控制，并且在数据信号接收期间进一步被定时跟踪单元300控制。定时和控制单元100还提供多个用户数据估计

所述多个用户数据估计

由数据检测器90经由积分器/采样器控制和状态机单元400提供。

图3示出了数据检测器90的方框图，数据检测器90在此包括：延迟元件91、加法器92和阈值检测器93。数据检测器90从量化器80接收信号采样SS，并且将它们馈送到加法器92和延迟元件91。加法器92从信号采样SS减去由延迟元件91提供的输出，并且向阈值检测器93提供在其输出可获得的结果，以产生数据估计

因此，阈值检测器93根据在同一接收码元间隔期间产生的第一和第二信号采样SS之间的差来提供数据估计。在一个优选实施例中，所发送和如此接收的码元是双极2PPM(BP2PPM)码元。

图4示出了定时采集和数据同步单元200，其包括：粗略码元时钟估计单元210，它也称为粗略采样时间估计单元210；精细码元时钟估计单元220，它也被称为精细采样时间估计单元220；同步序列搜索单元230，它也被称为同步搜索单元230；以及同步序列(存储)单元240。

在定时采集和数据同步单元200内，由量化器80提供的信号采样SS被馈送到粗略码元时钟估计单元210和精细码元时钟估计单元220，在此，它们用于与信号检测阈值γ_c相结合而产生恢复码元时钟RSC。由粗略码元时钟估计单元210使用的时钟恢复机制可以基于在本领域内公知的任何适当算法。精细码元时钟估计单元220最好使用提前-零-推后(EZL)采样时间产生器310。

同步搜索单元230包括同步序列检测器，它可以是软检测器或硬检测器。软检测器相加在采样时的幅度；当所得的和超过一定阈值时，则假定所述同步序列找到。这种方法的困难在于得到最佳(自适应)阈值，它依赖于所接收信号的幅度，因此要求估计信噪比(SNR)。

在一个优选实施例中，根据有关码元(symbol-wise)的检测方法来使用用于所述同步序列搜索的硬检测，以产生所得的检测码元序列；然后在该检测的码元序列中搜索由同步序列(存储)单元240提供的确定的同步序列{S_n}。因为码元检测错误可能发生，因此一旦某个数量的码元对应于由所述同步序列确定的码元，则假定所述序列被找到。作为参考，所确定的同步序列被存储在同步序列(存储)单元240中，并且在需要时被同步序列搜索单元230再调用。这种方法在原理上与所述软检测方法相比较不可靠；但是，如果期望的话，可以通过延长所述同步序列而补偿该缺点。这种方案相对于所述软检测方法的优点是不需要自适应阈值。可以通过在所检测的同步序列中可容许的错误检测的码元的最大数量来确定同步序列所需要的长度。应当这样设计所述同步序列使得在前的“0”数据码元(即前同步码元)与同步序列的任何偏移版本最小可能地相关。当检测到同步序列时，确定用于第一数据分组码元的采样时刻。优选的同步序列例如是由10个数据码元构成的二进制序列{S_n}＝{1，1，1，1，0，1，0，0，1，1}。当该序列的前面以“0”数据码元领先时，所获得的其自相关函数的左半部分为{…，3，3，3，4，5，4，3，3，2，4，4，5，10}，其中，所述整数值指示匹配的数据码元(比特)的数量。优选的匹配比特的所需要的最小数量是由被提供给同步搜索单元230的序列检测阈值γ_S确定的8；因此，可以容许在所接收的同步序列中的两个码元(比特)误差，因为如果在所述10个比特序列内的不超过2个比特是错误的，则所述序列被检测到。如果5个非匹配比特的至少三个是错误的或如果六个非匹配比特的4个是错误的，则发生错误警告。

图5示出了定时跟踪单元300的方框图，该定时跟踪单元300包括：提前-零-推后(EZL)采样时间产生器310、针对判决的采样时间校正单元320和泄露积分器滤波器330。针对判决的采样时间校正单元320根据由数据检测器90提供的数据估计和由量化器80提供的采样信号SS而在其输出提供采样时间误差(下文也称为定时误差(TE))的估计。泄露积分器滤波器330通过泄露平均处理来确定采样时间误差的平滑版本，下文用SE表示。所述平滑误差信号SE同时被馈送到持续时间nT_S的延迟元件331的输入，所述延迟元件331输出延迟的平滑误差信号，以下简写为dSE；延迟时间nT_S的长度——其中n≥1是并且通常被理解为是整数值——可以对不同的接收机实施例而不同。泄露积分器滤波器330按照下述等式来计算平滑的采样时间误差SE：SE＝[(1-α)dSE+αTE]，其中，α是确定的小于1的正数。结果所得的平滑定时误差SE被馈送到提前-推后-零时间产生器310——它输出在此也被简写为EZL信号的提前-零-推后信号——以控制由在积分器/采样器控制和状态机单元400中包含的码元时钟产生器提供的恢复码元时钟(RSC)信号。

图6示出了在积分器/采样器控制和状态机单元400中实现的状态机的基本图。在此附图中，椭圆指出状态机的特定状态，连接箭头定义可能的状态转移，其中，连接箭头被标注各自的事件，所述事件将驱动状态机进入对应的下一个状态。具体来说，在接收数据分组(发送信号TS)期间的期望的状态转移序列在时间上对应于下面的序列：

-开始(复位)信号驱动状态机进入状态“粗略码元时钟估计和信号检测”，其中，它等待(“信号未找到”)在数据分组的开始发送的前同步信号，并且其中，产生粗略码元时钟估计；

-在已经发生了“信号(前同步信号)找到”后，所述状态机进入状态“精细码元时钟估计”，并且它保持在那里直到成功地恢复码元时钟；

-事件“码元时钟被恢复”将状态机转到状态“同步序列搜索”，其中，它保持直到已经发生了事件“同步序列被发现”；

-状态机然后进入状态“数据检测和定时跟踪”，并且保持在那里直到已经接收到整个分组(“分组被接收到”)。

-在后一个事件后，状态机再次进入开始状态(“粗略码元时钟估计和信号检测”)，等待下一个数据分组的前同步信号出现。

注意，所有的其他事件(“信号未被发现”；“信号被丢失”；“同步序列未被发现”；以及“分组丢失”)驱动所述状态机进入“粗略码元时钟估计和信号检测”状态，由此使得接收机能够搜索新信号。

图7a示出了在积分器/采样器控制和状态机单元400中包括的码元采样器控制单元450，它也被称为码元采样器450。码元采样器单元450包括码元延迟(T_S)元件452和加法器单元451(或者，也可以从具有两个逻辑信号输入的逻辑或门获得加法器单元451的功能，所述两个逻辑信号输入的形式是在码元延迟元件452的输出获得的恢复码元时钟RSC及其延迟版本)。所述加法器的输出定义了被馈送到积分器60的“复位”信号。所述加法器的输出还连接到延迟元件453，提供对应于积分时间T_I的持续时间。延迟元件453的输出提供用于控制采样器70所需要的“采样”信号。所述采样器的输入或者是由积分器60提供的积分器信号IS，或者是由加权积分器60提供的加权积分信号wIS。图7b更详细地示出了在由码元采样器控制单元450提供的各种信号之间的总的关系。具体来说，图7a图解了从由位于积分器/采样器控制和状态机单元400内的码元时钟产生器提供的恢复码元时钟(RSC)信号得到“复位”信号和“采样”信号，其中，所述码元时钟信号的相位可被调整为由提前-零-推后(EZL)定时相位调整方案使用。

图7b进一步演示了在持续时间T_S的每个码元间隔内，存在两个“复位”信号脉冲和两个“采样”信号脉冲。如在所述附图中所示，在“复位”脉冲的正跳变和在“采样”脉冲的正跳变之间的时间差与积分时间T_I相同。假定积分时间T_I被选择为小于无线电信道的多径延迟扩展，则有可能确定最小化接收机的误比特率(BER)的T_I的数值。

在图7a中所示的码元采样器控制单元450的另一个实施例中，可以响应于占优势的信道条件而使得持续时间Δ_T(例如由发射机1根据来自接收机2的信道状态反馈而确定)的码元延迟元件452或者持续时间T_I的延迟元件453或延迟元件452、453两者可调。例如，如果使得持续时间T_I的延迟元件453可调，则可以根据所述占优势的信道延迟扩展和/或接收机的信噪比(SNR)来改善接收机可达到的BER。也注意在图7b中，选择时间间隔Δ_T以及大于无线电信道的多径延迟扩展的时间间隔(T_S-Δ_T)是有利的；这些条件将有助于避免在相邻码元之间的码元间干扰(ISI)，因此降低接收机可达到的BER。

图8a示出了作为加权积分器60的积分器60的实施例。所述加权积分器60包括加权函数产生器620，它也被称为产生器620，提供确定的加权函数w(t)。所述积分器60还包括在“积分和转储(integrate-and-dump)”方案下工作的加权积分器单元630和乘法器610。在操作中，乘法器610将第一接收信号路径10-50的输出与所确定的加权函数w(t)(在图中被标注为权重信号wS)相乘以获得乘积信号PS。在接收到“复位”脉冲时，加权积分器630然后在积分时间T_I期间积分乘积信号PS，以获得被提供到采样器70的加权的积分器信号wIS。经由由积分器/采样器控制和状态机单元400提供的“复位”信号来控制积分时间T_I。也由积分器/采样器控制和状态机单元400提供的“权重选择”信号用于选择由加权函数产生器620提供的权重信号wS。加权函数产生器620通常可以在存储器中存储若干加权函数w(t)。例如，为了涵盖大范围的可能的信道延迟概况(profile)，如由IEEE 802.15.3a信道建模组为UWB无线电信道CM1到CM4定义的，若干的代表性信道功率延迟概况(PDP)可以被存储在存储器中，由此，可以由加权函数产生器620再调用任何特定的加权函数。可以使得这样的方案适于提供在功率延迟概况和占优势的功率延迟概况之间最可能的匹配。

或者，接收机2可以根据在接收机2中进行的测量(用于描述在第一接收信号路径(FRSP)10-50的输出测量的信道的功率延迟概况)来直接地确定加权函数w(t)。所测量的信道的功率延迟概况在多径分量的幅度和延迟时间方面提供了有关实际信道状态的信息；这个信息可以被用于构造在加权积分器60中使用的最佳匹配的加权函数w(t)。将加权函数w(t)与信道的占优势的功率延迟概况匹配使得接收机2能够实现改善的误比特率性能(BER)。

注意，作为加权积分器单元630的关键特征的积分时间T_I可以是被设计用于在大范围的信道延迟扩展上的健壮接收机操作的固定值，或者可以使得它像例如如图8a中所示的接收机的SNR的函数那样可调。

在图8a中，示出可实现的最小误比特率(BER)是积分时间T_I和接收机的SNR两者的函数(如由“趋势线”所示)。在这个示例中，所述BER应用到双极2PPM发送信号TS，在IEEE UWB无线电信道模型CM4的第五种实现上传播，并且在在此公开的非相干接收机中接收它。

Claims (13)

1.一种用于接收在一组脉冲超宽频带无线电信道(3)上的发送信号(TS)以检测数据的方法，每个信道包括一组多径分量(3a，3b)，每个多径分量影响产生的误比特率，所述方法包括步骤：

-经由第一接收信号路径(10，20，30，40，50)来接收发送信号(TS)；

-在积分时间(T_I)期间积分第一接收信号路径(10，20，30，40，50)的输出以获得加权的积分器信号(wIS)，其中，所述积分时间(T_I)被选择使得影响所述误比特率，所述积分步骤还包括步骤：确定加权函数(w(t))；将第一接收信号路径(10，20，30，40，50)的输出乘以所述加权函数(w(t))以获得乘积信号(PS)；并且，在所述积分时间(T_I)期间积分所述乘积信号(PS)，以获得加权的积分器信号(wIS)；

-通过下述方式来进一步处理积分器信号(wIS)，以检测所述数据：通过采样加权的积分器信号(wIS)成为采样的模拟信号(SAS)；将所述采样的模拟信号(SAS)量化为信号采样(SS)；使用所述信号采样(SS)来用于数据检测判决；并且根据所述信号采样(SS)和所述数据检测判决来控制所述采样用于定时估计，所述控制包括：使用所述信号采样(SS)以产生恢复码元时钟(RSC)，从所述恢复码元时钟(RSC)得到复位信号和采样信号，所述复位信号控制所述积分，而所述采样信号控制所述采样。

2.按照权利要求1所述的方法，其中，将发送信号(TS)选择为组合的脉冲幅度调制-脉冲位置调制发送信号。

3.按照权利要求1所述的方法，其中，将发送信号(TS)选择为组合为双极两时隙脉冲位置调制信号。

4.按照权利要求2的方法，其中，两个信号采样(SS)按每个双极两时隙脉冲位置调制码元而被使用，以便提供用于数据检测判决的最大似然判决。

5.按照权利要求3的方法，其中，两个信号采样(SS)按每个双极两时隙脉冲位置调制码元而被使用，以便提供用于数据检测判决的最大似然判决。

6.按照前述任何一项权利要求所述的方法，其中，所述积分第一接收信号路径(10，20，30，40，50)的输出的步骤还包括：使用一组并行运算积分器来积分，每个积分器在预定积分时间和可调的积分时间之一期间积分它们各自的输入信号。

7.一种接收机，用于接收在一组脉冲超宽频带无线电信道(3)上的发送信号(TS)以检测数据，每个信道包括一组多径分量(3a，3b)，每个多径分量影响作为结果得到的误比特率，所述接收机包括：

-第一接收信号路径(10，20，30，40，50)，用于接收发送信号(TS)；

-加权积分器(60)，用于在积分时间(T_I)期间积分第一接收信号路径(10，20，30，40，50)的输出以获得加权的积分器信号(wIS)；所述加权积分器(60)包括：产生器(620)，用于提供加权函数(w(t))；乘法器(610)，用于将第一接收信号路径(10，20，30，40，50)的输出与加权函数(w(t))相乘以获得乘积信号(PS)；以及权重积分器(630)，用于在积分时间(T_I)期间积分所述乘积信号(PS)，以获得加权的积分器信号(MS)，其中，所述加权积分器(60)的积分时间(T_I)被选择使得影响所述误比特率，

-进一步处理单元(99)，用于进一步处理加权积分器信号(wIS)，以检测所述数据，包括：采样器(70)，用于采样积分器信号(IS，wIS)成为采样的模拟信号(SAS)；量化器(80)，用于将所述采样的模拟信号(SAS)量化为信号采样(SS)；数据检测器(90)，用于数据检测判决；以及定时单元(100)，用于根据所述数据检测判决和所述信号采样(SS)来控制所述采样用于定时估计，

-采集和同步单元(200)，用于从所述信号采样(SS)产生恢复的码元时钟(RSC)，

-积分器/采样器控制和状态机(400)，用于从所述恢复码元时钟(RSC)得到复位信号和采样信号，所述复位信号控制所述积分，而所述采样信号控制所述采样。

8.按照权利要求7的接收机，其中，所述采集和同步单元(200)包括：粗略采样时钟估计单元(210)、精细码元时钟估计单元(220)和同步序列搜索单元(230)。

9.按照权利要求7或8的接收机，其中，所述定时单元(100)还包括定时跟踪单元(300)，其包括提前-零-推后时间产生器(310)。

10.按照权利要求9的接收机，其中，所述定时跟踪单元(300)包括针对判决的采样定时校正单元(320)。

11.按照权利要求9的接收机，其中，多个加权积分器(60)被提供为一组并行的运算积分器，每个加权积分器(60)在预定积分时间和可调积分时间之一期间积分它们各自的输入信号。

12.按照权利要求10的接收机，其中，多个加权积分器(60)被提供为一组并行的运算积分器，每个加权积分器(60)在预定积分时间和可调积分时间之一期间积分它们各自的输入信号。

13.一种用于经由一组脉冲超宽频带无线电信道(3a，3b)而发送数据的***

包括：

-发射机(1)，用于发送作为脉冲幅度调制-脉冲位置调制信号的数据；

以及

按照权利要求6-10的任一个权利要求的接收机(2)，用于接收和检测数据。

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