CN1543047A - 电机驱动用逆变器控制装置及使用该装置的空调机 - Google Patents

Abstract

一种电机驱动用逆变器控制装置及使用该装置的空调机，在逆变器母线之间设置过电压保护装置的、由非常小容量的电抗器和非常小容量的电容器构成的电机驱动用逆变器中设置有调制方式选择装置和载波频率计算装置，该调制方式选择装置对PWM控制逆变器时的调制方式任意选择2相调制或3相调制，该载波频率计算装置决定PWM控制逆变器时的载波频率。

Description

电机驱动用逆变器控制装置及使用该装置的空调机

技术领域

本发明涉及电机驱动用逆变器控制装置及使用该装置的空调机。

背景技术

图16是表示用于通用逆变器等的一般的电机驱动用逆变器控制装置的构成的图。如图16所示，电机驱动用逆变器控制装置100包括主电路102及控制电路104。主电路102包括直流电源装置106及逆变器108。逆变器108连接于电机110。直流电源装置106包括交流电源112、整流电路114、电抗器116以及平滑电容118。这里，电抗器116是用于改善交流电源112的功率因数的电抗器。平滑电容118作为逆变器108的直流电源存储电能。

另一方面，控制电路104包括电机电压指令生成部120以及脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)控制部122。电机电压指令生成部120根据由外部给予的电机110的速度指令ω^*形成电机110的各相电压指令值。PWM控制部44根据由电机电压指令生成部120生成的各相电压指令值产生逆变器108的PWM信号。

图17是在使用图16表示的逆变器控制装置100时，表示交流电源电流中的高次谐波成分(以电流值表示)和对应该高次谐波的交流电源的频率的次数之间的关系的曲线图。这里，交流电源112的输出电压是220V(交流电源的频率是50Hz)，输入给逆变器108的功率是1.5kW，平滑电容118的容量是1500μF。在图17中，虚线表示的曲线图示出电抗器116的电感值为5mH时的关系，点划线表示的曲线图示出电抗器116的电感值为20mH时的关系。还有，实线表示的是IEC(国际电气标准协会)标准。如图17所示，在电抗器116为5mH的情况下，第3次谐波成分大大地超出IEC标准的值，在电抗器116为20mH的情况下，直到40次谐波成分都低于IEC标准的值，即，在直到40次谐波成分中，都能符IEC标准。

由上述可知，特别是为了在高负载时为了符合IEC标准，而需要采取使改善功率因数用的电抗器116的电感值增大等的对策，这将导致逆变器控制装置大型化且重量增加、进而成本上升的不良现象。

因此，现有技术中提出了抑制改善功率因数用的电抗器116的电感值增加，在交流电源电流中实现高次谐波成分降低和高功率因数化的直流电源装置(例如，参见特开平9-266674号公报)。

图18是这样的直流电源装置的电路图。该直流电源装置将交流电源Vin的交流电压施加给桥式连接的二极管D1～D4构成的全波整流电路的交流输入端，经由电抗器Lin将全波整流电路的输出电流充电给中间电容器C，再通过平滑电容器CD对该中间电容器C的电荷放电，而将直流电压供给负载阻抗RL。而且，该直流电源装置包括晶体管Q1和驱动该晶体管Q1的基极驱动电路G1。晶体管Q1以电抗器Lin的负载侧连接在全波整流电路和中间电容器C之间的正负直流电流路径上。

还有，该直流电源装置具有将脉冲电压施加给基极驱动电路G1的脉冲发生电路I1，I2和伪负载电阻Rdm。脉冲发生电路I1，I2具有分别检测交流电源电压的零交点的电路和从零交点的检测到交流电源电压的瞬间值与中间电容器C的两端电压相等为止在伪负载电阻Rdm中流动脉冲电流的脉冲电流电路。

这里，脉冲发生电路I1产生交流电源电压的前半个周期的脉冲电压，脉冲发生电路I2产生交流电源电压的后半个周期的脉冲电压。

此外，在晶体管Q1导通状态时在电抗器Lin中强制流动电流的情况下，连接有逆流二极管D5来使中间电容器C的电荷不通过晶体管Q1放电，而且，在使中间电容器C的电荷放电到平滑电容器CD上的路径上，串联连接着防止逆流用的二极管D6和提高平滑效果的电抗器Ldc。

根据上述构成，通过在交流电源的瞬间值不超过中间电容器C的两端电压的部分或全部相位区间中使晶体管Q1为导通状态，可以在抑制装置大型化的同时，降低高次谐波成分和实现高功率因数化。

但是，特开平9-266674号公报等的构成，在依然具有大容量的平滑电容器CD和电抗器Lin(特开平9-266674号公报中记载了平滑电容器CD的容量为1500μF，电抗器Lin的电感值为6.2mH时的模拟结果)，而且，由于具有中间电容器C，晶体管Q1，基极驱动电路G1，脉冲发生电路I1，I2，伪负载电阻Rdm，防止逆流用的二极管D5，D6以及提高平滑效果的电抗器Ldc，因此具有装置大型化和部件数量增加从而导致成本上升的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种实现小型化·重量轻·成本低的逆变器控制装置。

为了解决上述问题，根据本发明的逆变器控制装置包括：

整流电路，以交流电源为输入，并含有二极管电桥、与上述二极管电桥的输入侧或输出侧连接的预定的小容量电感；

逆变器，将从上述整流电路输出的直流电变换为交流电再输出给电机；

预定的小容量的电容器，连接在上述逆变器的直流母线之间；

电机电压指令生成部，根据从外部给予的电机的速度指令值，生成上述电机的各相电压指令值；

电压检测部，检测上述逆变器的直流母线之间的电压值；

电压补偿部，通过比较预设的上述逆变器的直流电压基准值和从上述电压检测部得到的上述电压值来导出电压补偿系数；

电机电压指令补偿部，通过将从上述电机指令生成部得到的上述各相电压指令值和从上述电压补偿部得到的上述电压补偿系数相乘来对上述各相电压指令值进行补偿；

调制方式选择部，作为脉冲宽度调制控制上述逆变器时的调制方式，选择2相调制及3相调制中任一种；

载波频率计算部，决定脉冲宽度调制控制上述逆变器时的载波频率；

脉冲宽度调制部，使用由上述调制方式选择部选择的调制方式以及由上述载波频率计算部决定的载波频率，进行脉冲宽度调制控制，以使施加给上述电机的电压成为由上述电机电压指令补偿部补偿后的各相电压指令值。

由此，通过使用小容量电容器和小容量电抗器而可以实现小型化·重量轻·低成本的逆变器控制装置。

还有，根据本发明的逆变器控制装置，优选：还包括与上述电容器并联连接的过电压保护部，上述调制方式选择部对应于由外部给予上述电机的速度指令值，进行2相调制以及3相调制地切换。由此，即使在电压保护装置的动作电压中具有偏差的情况下，也可以扩大电机的运转区域。

另外，根据本发明的逆变器控制装置，优选：还包括与上述电容器并联连接的过电压保护部，上述载波频率计算部对应于由外部给予上述电机地速度指令值变化载波频率。由此，即使在电压保护装置的动作电压中具有偏差的情况下也可以扩大电机的运转区域。

还有，根据本发明的逆变器控制装置，优选：还包括与上述电容器并联连接的过电压保护部，上述调制方式选择部对应于上述电压检测部得到的电压值，进行2相调制和3相调制的切换。由此，即使在电压保护装置的动作电压中具有偏差的情况下，也可以扩大电机的运转区域。

还有，根据本发明的逆变器控制装置，优选地还包括与上述电容器并联连接的过电压保护部，上述载波频率计算部对应于由上述电压检测部得到的电压值，变化载波频率。由此，即使在电压保护装置的动作电压中具有偏差的情况下也可以扩大电机的运转区域。

还有，根据本发明的逆变器控制装置，其特征在于：优选避免在具有逆变器运转频率成为交流电源频率的偶数倍的共振频率、以及以上述共振频率为中心前后预设的频率宽度的频率范围内恒定固定上述逆变器运转频率。由此，通过避免上述逆变器运转频率和交流电源频率的共振现象，可以防止电机的不稳定动作，实现稳定地驱动。

还有，根据本发明的逆变器控制装置，优选：决定上述电抗器的电感值及上述电容器的容量值的组合，使得上述电感器与上述电容器的共振频率大于交流电源频率的40倍。由此，抑制交流电源电流的高次谐波成分，可以满足IEC标准。

附图说明

图1是表示本发明的实施例1的电机驱动用逆变器控制装置的构成的图。

图2是表示图1的逆变器控制装置中PN电压补偿系数推导方法的图。

图3是表示本发明的实施例2的电机的驱动用逆变器控制装置的构成的图。

图4是表示图3的逆变器控制装置的动作结果的一个例子的图。

图5是表示图3的逆变器控制装置的动作结果的其它例子的图。

图6是表示图3的逆变器控制装置的动作结果的其它例子的图。

图7是表示图3的逆变器控制装置的动作结果的其它例子的图。

图8是说明图3的逆变器控制装置的调制方式选择部中调制方式的选择方法的图。

图9是说明图3的逆变器控制装置的载波频率计算部的载波频率的计算方法的图。

图10是表示本发明的实施例3的电机的驱动用逆变器控制装置的构成的图。

图11是说明图10的逆变器控制装置的调制方式选择部中调制方式的选择方法的图。

图12是说明图10的逆变器控制装置的载波频率计算部的载波频率的计算方法的图。

图13是本发明的电机驱动用逆变器控制装置的动作结果的一个例子的图，(a)表示逆变器直流电压的波形，(b)表示电抗器电流的波形，(c)表示电机电流的波形。

图14表示本发明的电机驱动用逆变器控制装置的动作结果的其它的例子的图，(a)表示逆变器直流电压的波形，(b)表示电抗器电流的波形，(c)表示电机电流的波形。

图15是表示使用本发明的电机驱动用逆变器的控制装置的空调机的构成的图。

图16是表示一般的电机驱动用逆变器控制装置的构成的图。

图17是表示一般的电机驱动用逆变器控制装置中交流电源的电流的高次谐波成分和对应交流电源频率的次数的关系的图。

图18是现有直流电源装置的电路图。

具体实施方式

以下将参照附图对本发明的各个实施例进行说明。还有，在附图中相同的标记表示相同的部件。

(实施例1)

图1是表示本发明的实施例1的电机驱动用逆变器控制装置的构成的图。如图1所示，本实施例的电机驱动用逆变器控制装置10包括主电路12和控制电路14。主电路12包括交流电源16，二极管电桥18，2mH以下的小容量电抗器20，100μF以下的小容量电容器22，过电压保护部24以及逆变器26。逆变器26连接着电机28。二极管电桥18将交流电源16输出的交流电转换为直流电。逆变器26将直流电转换为交流电。电机28通过由逆变器26变换的交流电驱动。小容量电容器22吸收电机28的再生能量。过电压保护部24与小容量的电容器22并联连接。

另一方面，控制电路14包括电机电压指令生成部32，PN电压检测部34，PN电压补偿部36，电机电压指令补偿部38，调制方式选择部40，载波频率计算部42以及PWM控制部44。电机电压指令生成部32根据从外部给予的电机28的速度指令ω^*形成电机28的各相电压指令值。PN电压检测部34检测逆变器26的直流母线间(PN间)的电压值(以下称为直流电压值)。PN电压补偿部36，通过预设的逆变器26的直流电压值除以由PN电压检测部34得到的逆变器26的直流电压值，而导出PN电压补偿系数，当直流电压检测值在零以下的情况下，设定PN电压补偿系数为预设的PN电压补偿系数的最大值。电机电压指令补偿部38将由电机电压指令生成部32得到的各相电压值与PN电压补偿部36的输出值即电压补偿系数相乘，从而进行各相电压指令值的补偿。对于PWM控制逆变器26时的调制方式，调制方式选择部40选择2相调制或3相调制中的一个。载波频率计算部42决定PWM控制逆变器26时的载波频率(逆变器26中开关元件的开关频率)。PWM控制部44使用由调制方式选择部40选择的调制方式以及由载波频率计算部42决定的载波频率，以施加给电机28的电压与由电机电压指令补偿部38形成的电机电压指令补偿值相等的方式形成逆变器26的PWM信号。

下面，对电机驱动用逆变器控制装置10的动作进行说明。电机电压指令生成部32通过式(1)表示的计算制成各相电压指令值V_u ^*，V_v ^*，V_w ^*。

这里，V_m是施加给电机的电压(电机电压)值。θ₁如下面式(2)所示的是将速度指令ω^*对时间积分得到的。

θ₁＝∫ω^*dt                                (2)

图2是说明PN电压补偿部36导出PN电压补偿系数的方法的曲线图。在这个曲线图中，表示出PN电压检测部34输出的逆变器的直流电压值和PN电压补偿部36导出的PN电压补偿系数的关系。如图2所示，曲线图的横轴表示直流电压检测值V_pn，纵轴表示PN电压补偿系数K_pn。PN电压补偿部36使用预设的逆变器26的直流电压基准值V_pn0从PN电压检测部34得到的逆变器26的直流电压检测值V_pn，如式3所示，导出PN电压补偿系数K_pn。

$K_{\mathrm{pn}}=\frac{V_{\mathrm{pn}0}}{V_{\mathrm{pn}}+{\mathrm{\δ}}_0}---\left(3\right)$

这里，本实施例的电机驱动用逆变器控制装置10，由于使用小容量的电容器22，因为产生直流电压检测值V_pn成为零的情况，所以为了防止分母变为零(除以零)需要设置微小量δ₀。

此外，代替式(3)的微小量δ₀，在直流电压检测值V_pn为零以下的情况下，作为PN电压补偿系数k_pn，通过设定预设的PN电压补偿系数的最大值，可以防止除以零。即，可以如式(4)那样导出PN电压补偿系数K_pn。

这里，K_{pn_max}是预设的PN电压补偿系数的最大值。

还有，电机电压指令补偿部38使用各相电压指令V_u ^*，V_v ^*，V_w ^*和PN电压补偿系数k_pn，如式(5)所示，导出电机电压指令补偿值V_uh ^*，V_vh ^*，V_wh ^*。

$V_{\mathrm{uh}}^{*}=k_{\mathrm{pn}}\·V_u^{*}$

$V_{\mathrm{vh}}^{*}=k_{\mathrm{pn}}\·V_v^{*}---\left(5\right)$

$V_{\mathrm{wh}}^{*}=k_{\mathrm{pn}}\·V_w^{*}$

对于PWM控制逆变器26时的调制方式调制方式选择部40选择2相调制或3相调制中的一个。还有，载波频率计算部42选择在PWM控制逆变器26时的载波频率。PWM控制部44使用由调制方式选择部40选择的调制方式以及由载波频率计算部42选择的载波频率，以从电机电压指令补偿部38生成的电机电压指令补偿值施加给电机28的方式生成逆变器26的PWM信号。

本实施例的电机驱动用逆变器控制装置，通过将电机电压指令生成部得到的各相电压指令值和PN电压补偿部的输出值即PN电压补偿系数相乘而进行各相电压指令值的补偿，所以即使逆变器直流电压大幅度变动，也可以保持施加给电机的电压大致恒定。因此，无需使用大容量平滑电容器，而可以使用小容量的电容器。还有，如果使用小容量电容器，则始终向电机供给输入电流，输入电流的功率因数提高，因此不必使用大型电抗器，而可以使用小容量的电抗器。

因此，在之前由于逆变器直流电压大幅度变动而电机的驱动很难或不可能的情况下，本实施例的电机驱动用逆变器控制装置也可以维持电机的驱动，而且，使用小容量的电抗器和小容量的电容器，可以实现小型化·重量轻·低成本的电机驱动用逆变器控制装置。

还有，本实施例的电机驱动用逆变器控制装置由于含有调制方式选择部以及载波频率计算部，所以从噪音·振动·效率等的观点考虑，可以选择适用于***的最适合的调制方式和载波频率的组合。

此外，即使是在如空调机的压缩机驱动电机等那样不能使用脉冲发生器等的速度传感器的情况、以及如伺服驱动器等那样可以具有速度传感器的任何一种情况下都可以适用本实施例的电机驱动用逆变器控制装置。

(实施例2)

下面，针对本发明的实施例2的电机驱动用逆变器控制装置进行说明。以下，特别是考虑到过电压保护部24的动作电压的偏差，对进行适当的保护动作的构成进行说明。

图3是表示本发明的实施例2的电机驱动用逆变器控制装置的构成的图。本实施例的电机驱动用逆变器控制装置50的主电路12与实施例1的电机驱动用逆变器控制装置的主电路相同。

另一方面，调制方式选择部40根据由外部给予的电机28的速度指令ω^*选择调制方式，载波频率计算部42由控制电路14外部给予的电机28的速度指令ω^*导出载波频率，在这一点上，与实施例1的电机驱动用逆变器控制装置的控制电路14不同。

在本实施例的电机驱动用逆变器控制装置50中，由于小容量的电容器22上存储的电能小，所以利用逆变器26的载波频率反复充放电，逆变器26的直流母线之间的电压(下面称为逆变器直流电压)中出现载波频率成分的波动。

图4-图7是表示改变各种调制方式以及载波频率的情况下的逆变器直流电压的曲线图。在各个图中，横轴表示时间，纵轴表示逆变器直流电压的电压值。此外，在所有的情况下，小容量电抗器20的电感值为1mH，小容量电容器22的容量是5μF，交流电源16是250V(50Hz)，逆变器的运转频率是120Hz(这里由于电机的极数是2极，所以逆变器的运转频率和电机速度指令值相等)，交流电源16的输入电力是3000W。图4表示调制方式为2相调制，载波频率为5kHz时的逆变器直流电压。此时，逆变器直流电压的峰值为484V。图5表示调制方式为3相调制，载波频率为5kHz时的逆变器直流电压。此时，逆变器直流电压的峰值为470V。图6表示调制方式为2相调制，载波频率为7kHz时的逆变器直流电压。此时，逆变器直流电压的峰值为449V。图7表示调制方式为3相调制，载波频率为7kHz时的逆变器直流电压。此时，逆变器直流电压的峰值为437V。

如图4-图7所示，如果改变PWM控制中的调制方式以及载波频率，那么逆变器直流电压也变化。具体地说，与选择3相调制相比，选择2相调制时逆变器直流电压的变化大，较小的载波频率时的逆变器直流电压的变化大。

这里，考虑过电压保护部24。逆变器26和小容量电容器22的耐压，例如为600V的情况下，通常当逆变器的直流电压变为大约550V时过电压保护部24就进行保护动作。但是，由于动作电压的偏差等，过电压保护部24在550V以下就有进行保护动作的情况。例如，在过电压保护部24的动作电压中具有±10％偏差时，如果设定在标准品中在500V时动作的过电压保护部24，该过电压保护部24在上述逆变器直流电压最大为550V时或最小为450时开始保护动作。

此时，如果使用图4以及图5所示的调制方式和载波频率的组合，假设过电压保护部在450V开始保护动作的情况下，电机驱动用逆变器控制装置将不能运转。还有，如果使用图6所示的调制方式与载波频率的组合，也将成为余裕量不太大的***。另一方面，如图7所示，通常，采用三相调制，如果将载波频率设定得低，在逆变器中的开关损失会变大。

因此，对于本实施例的电机驱动用逆变器控制装置，如下面说明的，对应于由外部给予的电机28的速度指令ω^*，选择调制方式以及载波频率。图8是说明调制方式选择部40中调制方式的选择方法的图。在图8的曲线图中，横轴表示由外部给予电机28的速度指令ω^*，纵轴表示选择调节的种类。如图8所示，由外部给予电机28的速度指令ω^*从80Hz变化为90Hz时，在给予80Hz速度指令ω^*的时刻选择2相调制，在给予90Hz速度指令ω^*的时刻切换为3相调制。还有，当外部给予的电机28的速度指令ω^*从90Hz变化为80Hz时，给予90Hz速度指令ω^*的时刻选择3相调制，给予80Hz度指令ω^*的时刻切换为2相调制。

而且，图9是说明载波频率计算部42中载波频率的决定方法的图。在图9的曲线图中，横轴表示从外部给予的电机28的速度指令ω^*，纵轴表示选择的载波频率。如图9所示，在外部给予的电机28的速度指令ω^*在80Hz以下时，选择5kHz的载波频率。还有，在外部给予的电机28的速度指令在90Hz以上时，选择7kHz的载波频率。当速度指令ω^*在80Hz和90Hz之间时，与速度指令ω^*成比例地选择载波频率。

在采用如图8所示的调制方式选择方法和如图9所示的载波频率决定方法的情况下，速度指令ω^*大时，例如为120Hz时，选择调制方式为3相调制，载波频率为7kHz，在这样的条件下PWM控制逆变器26。此时，由于逆变器直流电压的峰值，如图7所示为437V，所以即使是在过电压保护部24的动作电压±10％的区域，也不实施过电压保护部24的保护动作，电机驱动用逆变器控制装置可以运转。

如上所述，根据本实施例的电机驱动用逆变器控制装置，在***的额定值附近等的通常运转区域选择2相调制，而且设定载波频率得低，在电机高速运转输出转矩大的情况下切换为3相调制而且提高载波频率，减小逆变器直流电压的变动幅度，不使过电压保护部动作，使电机动作。由此，即使在过电压保护部的动作电压有偏差的情况下，也可以扩大电机的运转区域。

还有，本实施例的电机驱动用逆变器控制装置，在***的额定值附近等的通常运转区域中，由于选择2相调制，设定载波频率为低，因此可以降低逆变器的开关损失，实现高效率的***。

此外，本实施例的电机驱动用逆变器控制装置，具有与实施例1的电机驱动用逆变器控制装置相同的效果。

还有，在过电压保护部24的偏差小的情况下，可知只要选择在调制方式选择部40中切换调制方式或是在载波频率计算部42中变化载波频率的任何一种即可。

实施例3

下面对本发明的实施例3的电机驱动用逆变器控制装置进行说明。以下，与实施例2相同，考虑过电压保护部24的动作电压的偏差，针对进行正确的保护动作的构成进行说明。本实施例的电机驱动用逆变器装置，与实施例2的逆变器控制装置不同的是：调制方式选择部以及载波频率计算部不是根据由外部给予电机28的速度指令ω^*选择各种调制方式以及载波频率，而是根据由PN电压检测部34得到的逆变器26的直流电压选择调制方式以及载波频率。

图10是表示根据本发明的实施例3的电机驱动用逆变器控制装置的构成的图。本实施例的电机驱动用逆变器控制装置60的主电路12与实施例2的电机驱动用控制装置30的主电路相同。

另一方面，调制方式选择部40根据PN电压检测部34得到的逆变器26的直流电压值、选择调制方式为2相调制或3相调制，载波频率计算部42根据PN电压检测部34得到的逆变器26的直流电压、导出载波频率，在这一点上，控制电路14与根据实施例2的电机驱动用逆变器控制装置50的控制电路不同。

图11是说明调制方式选择部40中调制方式的选择方法的流程图。在图11中，例如表示的是最初选择2相调制的情况下的选择方法。首先，切换为2相调制后，确认是否经过了60秒的时间(步骤S1)。在没有经过60秒的情况下，维持2相调制直到经过60秒。在经过了60秒的情况下，比较由PN电压检测部34得到的逆变器26的直流电压值和从过电压保护动作电压减去微小的余量(α)得到的值(以下称为第一电压值)(步骤S2)。在直流电压值在第一电压值以下的情况下，维持调制方式仍然为2相调制方式。因此，如果直流电压检测值超过第一电压值，则将调制方式从2相调制切换为3相调制(步骤S3)。在将调制方式从2相调制切换为3相调制时，维持切换后的3相调制方式直到经过60秒(步骤S4)。在经过了60秒后，比较由PN电压检测部34得到的逆变器26的直流电压值和从过电压保护控制电压减去比余量(α)大的余量(β)得到的值(以下称为第2电压值)(步骤S5)。当直流电压值比第2电压值大的情况下，维持调制方式仍然为3相调制。因此，在直流电压值在第2电压值以下的情况下，将调制方式从3相调制切换为2相调制(步骤S6)。

这里，切换了调制方式后，直到经过了60秒，仍然维持该调制方式，由此防止调制方式的切换动作的自发振荡

图12是说明载波频率计算部42中载波频率计算方法的图。在图12的曲线图中，横轴表示由PN电压检测部34得到的逆变器26的直流电压值，纵轴表示选择的载波频率。如图12所示，当直流电压在350V以下时，选择5kHz的载波频率。还有，当直流电压值在从350V到400V时，选择与直流电压值成比例的载波频率。当直流电压在400V以上时，选择7kHz的载波频率。

根据本实施例的电机驱动用逆变器控制装置，与实施例2描述的相同，不用说，即使过电压保护部的动作电压中有偏差的情况下，也不会使过电压保护部动作而可以扩大电机的运转区域，而且由于根据实际的逆变器直流电压值进行控制，所以大大地提高了动作的可靠性。

此外，在过电压保护部24的偏差小的情况下，可知选择在调制方式选择部40中切换调制方式或是在载波频率计算部42中变化载波频率的任何一种都是可以的。

(实施例4)

下面，在实施例1到实施例3中说明的电机驱动用逆变器控制装置中，对逆变器运转频率的设定方法进行说明。以下，电机的极数是2极，逆变器运转频率和电机速度指令值相等。

图13是说明根据本发明的电机驱动用逆变器控制装置的动作的波形图。在图13中，(a)表示逆变器直流电压的波形，(b)表示电抗器电流波形，(c)表示电机电流波形。

如图13(a)到图13(c)所示，在本发明电机驱动用逆变器控制装置中，由于使用小容量的电容器，逆变器直流电压以交流电源频率f_s的2倍的频率波动。

因此，在逆变器运转频率f₁成为交流电源频率f_s的偶数倍的频率时，逆变器运转频率f1会与逆变器直流电压波动的频率(交流电源频率fs的2倍的频率)同步产生共振现象。

图14是说明逆变器运转频率f₁成为交流电源频率f_s的2倍的情况下电机驱动用逆变器控制装置的动作的波形图。在图14中，(a)表示逆变器直流电压的波形，(b)表示逆变器电流的波形，(c)表示电机电流的波形。此外，这时小容量电抗器的电感值为0.5mH，小容量电容器的容量是10μF，交流电源是220V(50Hz)，逆变器运转频率是100Hz，逆变器载波频率是5kHz。

如图14(a)到图14(c)所示，在逆变器运转频率f₁成为交流电源频率f_s的2倍的频率的情况下，逆变器运转频率f₁与逆变器直流电压波动的频率同步产生共振现象，在电机电流中负的直流成分出现重叠。因此，产生电机28中出现制动转矩、输出转矩减少和电机损失增加的不良影响。

因此，在逆变器的运转频率f₁的设定的过程中，在逆变器运转频率f₁成为式(6)那样的情况下，需要避免其被恒定地固定。

f₁＝2nf_s±Δf                   (6)

这里，n是整数，Δf是设的频率幅度，对于频率幅度Δf，基本上是为了减少上述共振现象的影响而设定。

还有，当逆变器运转频率f₁超过由式(6)求出的共振频率时，在加速或减速的过渡状态一下子改变逆变器运转频率f₁，避免在共振频率固定。

此外，频率幅度Δf并不一定要设定，而可以根据运转状况(轻负载时等)进行设定(这种情况下只要Δf＝0即可)。

如上所述，通过避免逆变器频率和交流电源频率的共振现象防止电机的不稳定动作，可以实现稳定的驱动。

(实施例5)

下面，针对在实施例1到实施例3中说明的电机驱动用逆变器控制装置的小容量的电容器以及小容量的电抗器的规格的决定方法进行说明。

对于本发明的电机驱动用逆变器控制装置，为了抑制交流电源的高次谐波成分、满足IEC标准，决定小容量电容器和小容量电抗器的组合，以使得小容量电容器和小容量电抗器的共振频率f_LC(LC共振频率)比交流电源频率f_S的40倍大。

这里，小容量电容器的容量为C[F]，小容量电抗器的电感值为L[H]如式(7)表示出LC共振频率f_LC。

$f_{\mathrm{LC}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}}---\left(7\right)$

即，决定满足f_LC＞40f_S的小容量电容器和小容量电抗器的组合。这样，是因为在IEC标准中对于交流电源电流的高次谐波成分规定直到第40次的谐波。

按照这种构成，可以抑制交流电源的高次谐波成分，满足IEC标准。

图15表示利用在上述实施例中说明的电机驱动用逆变器控制装置的空调机的构成。如该图所示，空调机使用上述的逆变器控制装置80，而且除电动压缩机82之外，还具有由室内单元92，室外单元95以及四通阀91构成的冷冻循环。室内单元92由室内鼓风机93和室内热交换器94构成，室外单元95由室外热交换器96，室外鼓风机97以及膨胀阀98构成。电动压缩机82由电机28驱动，电机28由逆变器控制装置80驱动。在冷冻循环中作为热介质的制冷剂循环。制冷剂被电动压缩机82压缩，在室外热交换器96中通过由室外鼓风机97传送的风与室外的空气热交换，在室内热交换器94中通过由室内鼓风机93传送的风与室内的空气热交换

此外，本发明虽然是针对特定实施例进行说明的，但是本领域的普通技术人员可以理解其他多种变形、修改以及利用。而且，本发明并不局限与这些特定的公开内容，而可通过附加的技术方案进行限定。

Claims (9)

1.一种逆变器控制装置，其特征在于，包括：

整流电路，以交流电源为输入，并含有二极管电桥、与上述二极管电桥的输入侧或输出侧连接的预定的小容量电感；

逆变器，将从上述整流电路输出的直流电变换为交流电再输出给电机；

预定的小容量的电容器，连接在上述逆变器的直流母线之间；

电机电压指令生成部，根据从外部给予的电机的速度指令值，生成上述电机的各相电压指令值；

电压检测部，检测上述逆变器的直流母线之间的电压值；

电压补偿部，通过比较预设的上述逆变器的直流电压基准值和从上述电压检测部得到的上述电压值来导出电压补偿系数；

电机电压指令补偿部，通过将从上述电机指令生成部得到的上述各相电压指令值和从上述电压补偿部得到的上述电压补偿系数相乘来对上述各相电压指令值进行补偿；

调制方式选择部，作为脉冲宽度调制控制上述逆变器时的调制方式，选择2相调制及3相调制中任一种；

载波频率计算部，决定脉冲宽度调制控制上述逆变器时的载波频率；

脉冲宽度调制部，使用由上述调制方式选择部选择的调制方式以及由上述载波频率计算部决定的载波频率，进行脉冲宽度调制控制，以使施加给上述电机的电压成为由上述电机电压指令补偿部补偿后的各相电压指令值。

2.根据权利要求1记载的逆变器控制装置，其特征在于：还包括与上述电容器并联连接的过电压保护部。

3.根据权利要求2的逆变器控制装置，其特征在于：上述调制方式选择部，对应从外部给予的上述电机的速度指令值进行2相调制和3相调制的切换。

4.根据权利要求2或3记载的逆变器控制装置，其特征在于：上述载波频率计算部，对应从外部给予的上述电机的速度指令值来变更载波频率。

5.根据权利要求2记载的逆变器控制装置，其特征在于：上述调制方式选择部，对应从上述电压检测部得到的电压值进行2相调制以及3相调制的切换。

6.根据权利要求2或5记载的逆变器控制装置，其特征在于：上述载波频率计算部，对应从上述电压检测部得到的电压值来变更载波频率。

7.根据权利要求1记载的逆变器控制装置，其特征在于：避免在具有逆变器运转频率成为交流电源频率的偶数倍的共振频率以及以上述共振频率为中心前后预设的频率宽度的频率范围内、恒定固定上述逆变器运转频率。

8.根据权利要求1记载的逆变器控制装置，其特征在于：决定上述电抗器的电感值及上述电容器的容量值的组合，使得上述电感器与上述电容器的共振频率大于交流电源频率的40倍。

9.一种空调机，其特征在于：使用权利要求1记载的逆变器控制装置。

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