CN105940606A - 半导体元件的驱动装置及使用该驱动装置的电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

以降低二极管损耗和噪声为目的，本发明的半导体元件的驱动装置的特征在于，在半导体元件中设置有：第1导电型第1半导体层(n‑型漂移层)；第2导电型第2半导体层(p型阳极层)，其与上述第1半导体层相邻，并暴露在一方的主表面(阳极侧)；第3半导体层(n型阴极层)，其与上述第1半导体层相邻，为第1导电型，暴露在另一方主表面(阴极侧)，杂质浓度比上述第1半导体层(n‑型漂移层)高；绝缘栅极，其位于上述另一方主表面(阴极侧)，在阳极电流大时，在恢复前，将上述绝缘栅极从正电压切换为负电压，在阳极电流小时，使上述绝缘栅极保持正电压。

Description

半导体元件的驱动装置及使用该驱动装置的电力变换装置
技术领域
本发明涉及一种半导体装置及使用该半导体装置的电力变换装置，尤其涉及一种适于广泛使用于从空调、微波炉等小电力设备至铁道、钢铁厂的逆变器等大电力设备的半导体元件的驱动装置及使用该驱动装置的电力变换装置。
背景技术
当前，作为降低续流二极管的导通损耗和恢复损耗的技术，有在阳极侧设有MOS栅极的结构、在阴极侧设有MOS栅极的结构(例如，参照专利文献1和专利文献2)。
此外，当前，作为与在IGBT的集电极侧设有MOS栅极的结构相关的技术，着眼于降低开关损耗(例如，参照专利文献3、专利文献4以及专利文献5)。
此外，目前已知基于阴极侧的电荷减少的振动发生的机理(例如，参照非专利文献1和非专利文献2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平10-163469号公报
专利文献2：日本特开2010-283132号公报
专利文献3：日本特开2001-320049号公报
专利文献4：日本特开2010-123667号公报
专利文献5：日本特开2010-251517号公报
非专利文献
非专利文献1：M.Rahimo、et al.、“Freewheeling Diode Reverse-RecoveryFailure Modes in IGBT Application、”IEEE Trans.Industry Application、vol.37、no.2、Mar.2001、pp.661-670.
非专利文献2：K.Nakamura、et al.、“Evaluation of Oscillatory Phenomena inReverse Operation for High Voltage Diodes、”Proc.IEEE ISPSD’08、May 2009、pp.156-159.
发明内容
发明要解决的课题
近年来，在节能或新能源的电力变换装置中使用较多的逆变器、转换器，但为了实现低碳社会，需要这些非常普及。图18表示可变速地控制电动机950，实现节能的逆变器的例子。图18表示可变速地控制电动机950，实现节能的逆变器的例子。使用作为功率半导体的一种的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极晶体管)700，将来自电源960的电能变换为所希望的频率的交流，可变速地控制电动机950的转速。电动机950为3相电动机，具有U相910、V相911、W相912的输入。若接通在正极侧的电源端子900上连接集电极的IGBT700(以下，称为上桥臂的IGBT)的栅极电路800，则供给U相910的输入电力。另一方面，为了停止U相910的输入电力，只要关断该栅极电路800即可。通过重复该操作，可以向电动机950提供所希望的频率的电力。
在IGBT700上与IGBT700逆并联连接续流二极管600。例如，在关断了上桥臂的IGBT700的情况下，续流二极管600使流过该IGBT700的电流输导至与发射极连接到负极侧的电源端子901的IGBT700(以下，称为下桥臂的IGBT)逆并联的续流二极管600，由此释放积存在电动机950的线圈中的能量。若再次接通上桥臂的IGBT700，则下桥臂的续流二极管600成为非导通状态，通过上桥臂的IGBT700向电动机950提供电力。IGBT700和续流二极管600在导通时产生导通损耗，开关时产生开关损耗，因此为了实现逆变器的小型化/高效率化，需要降低IGBT700和续流二极管600的导通损耗以及开关损耗。
如上所述，作为降低续流二极管600的导通损耗以及恢复损耗的技术，有专利文献1和专利文献2。在专利文献1中记载了在阳极侧设有MOS栅极的结构(专利文献1的图1至图5)和在阴极侧设有MOS栅极的结构(专利文献1的图6和图7)，但本发明是涉及在阴极侧设有MOS栅极的结构。在专利文献1中记载了如下的方案：通过掩埋绝缘栅极，能够控制从阴极的电子注入，因此能够改善正向电压和恢复损耗的平衡(tradeoff)。
但是，在上述的专利文献1和2中，本申请的发明人发现存在如下的课题。例如，在专利文献1作为实施例而公开的发明(参照专利文献1的图6和图7)中，导通时向栅极施加正电压，形成电子累积层，由此降低正向电压。另一方面，恢复时，将栅极电压设为零，由此抑制从阴极的电子注入，从而降低恢复损耗。
根据本申请的发明人的实验，获知若阳极电流小(例如，额定电流的10分之1)，恢复时，阳极电流和阳极电压振动。分析振动原因的结果，获知：若栅极电压为零，则从阴极的电子注入减少，因此在恢复的尾电流期间，残留在阴极侧的电子急剧减少，引起电压和电流的振动。另外，对于阴极侧的电荷减少引起的振动发生的机理，在“专利以外的文献1”和“专利以外的文献2”中进行了详细记载。
鉴于上述课题，本发明的目的是不使二极管的损耗增加地抑制电流和电压的振动(＝噪声)。
用于解决课题的手段
为了解决上述课题，本发明的半导体元件的驱动装置例如在半导体元件中设置有：第1导电型第1半导体层(n-型漂移层)；第2导电型第2半导体层(p型阳极层)，其与上述第1半导体层相邻，并暴露于一方的主表面(阳极侧)；第3半导体层(n型阴极层)，其与上述第1半导体层相邻，为第1导电型，暴露于另一方主表面(阴极侧)，杂质浓度比上述第1半导体层(n-型漂移层)高；以及绝缘栅极，其位于上述另一方主表面(阴极侧)，该半导体元件的驱动装置的特征在于，在阳极电流大时，在恢复前，将上述绝缘栅极从正电压切换为负电压，在阳极电流小时，使上述绝缘栅极保持为正电压。
此外，本发明的电力变换装置具备：一对直流端子；与交流的相数数量相同的交流端子；以及电力变换单元，其连接在上述一对直流端子之间，分别由2个开关元件和逆极性的二极管的并联电路串联连接的结构组成，数量与连接至并联电路的相互连接点不同的交流端子的交流的相数相同，并且，上述二极管的驱动装置为上述的半导体元件的驱动装置。
通过本发明，能够提供一种低损耗且低噪声的二极管，因此能够实现半导体装置以及电力变换器的高效率化、小型化、低成本化。
附图说明
图1是本发明的实施例1的半导体元件的截面图。
图2是表示本发明的实施例1的空穴密度分布的图。
图3是表示本发明的实施例1的输出特性的图。
图4是表示本发明的实施例1的正向电压(Vf)与恢复损耗(Err)的关系的图。
图5a是本发明的实施例1的半导体元件的栅极驱动时序，是表示阳极电流为额定电流的情况的图。
图5b是本发明的实施例1的半导体元件的栅极驱动时序，是表示阳极电流为小电流的情况的图。
图6a是现有技术的恢复波形的图。
图6b是本发明的恢复波形的图。
图7是表示本发明的实施例1的恢复波形和栅极驱动时序的图。
图8是本发明的实施例2的半导体元件的截面图。
图9是本发明的实施例3的半导体元件的截面图。
图10是本发明的实施例4的半导体元件的截面图。
图11是本发明的实施例5的半导体元件的截面图。
图12是本发明的实施例6的半导体元件的截面图。
图13是表示本发明的实施例6的空穴密度分布的图。
图14是表示本发明的实施例6的输出特性的图。
图15a是本发明的实施例6的半导体元件的栅极驱动时序，是表示集电极电流为额定电流的情况的图。
图15b是本发明的实施例6的半导体元件的栅极驱动时序，是表示集电极电流为小电流的情况的图。
图16是本发明的实施例7的半导体元件的截面图。
图17是本发明的驱动电路图。
图18是电力变换器的电路结构图。
具体实施方式
在本发明中，在阴极侧设有绝缘栅极的MOS控制二极管中，根据阳极电流的大小，切换恢复时的绝缘栅极电压的驱动时序。
以下，作为各实施例，参照附图详细说明包含本发明的具体结构以及驱动方法的实施方式。
实施例1
以下，对本发明的实施例1(本发明的代表性截面结构和驱动方法)进行说明。
图1是本发明的半导体元件的第1实施例的截面图。本实施例由n-型漂移层1、p型阳极层3、n型阴极层6、栅极电极8、栅极绝缘膜9、阳极电极10、阴极电极11、绝缘膜12、p+型阴极层13构成。图中的“+”表示杂质浓度高，“-”表示杂质浓度低。
简单地说明本实施例的动作。导通时，相对于阴极电极11将栅极电极8设为正电压，由此在栅极电极8和n型阴极层6的界面形成n型累积层，抑制从p型阳极层3注入的空穴向阴极电极11排出，正向电压(Vf)下降(＝导通损耗降低)
另一方面，恢复时，相对于阴极电极11将栅极电极8设为负电压，由此在栅极电极8和n型阴极层6的界面形成p型反型层，促使从p型阳极层3注入的空穴向阴极电极11排出，恢复损耗下降
接着，说明本实施例的动作细节。图2表示导通时阳极和阴极间的空穴密度分布。若向栅极电极施加零伏(图中的Vg＝0V)，则与正电压(图中的Vg＝+15V)相比，阴极侧的空穴密度下降。若向栅极电极施加负电压(图中的Vg＝-15V)，则可知阴极侧的空穴密度进一步下降。这是因为在栅极电极8和n型阴极层6的界面形成p型反型层，从p型阳极层3注入的空穴经由p型反型层，向阴极电极11排出。若将栅极电极设为正电压(图中的+15V)，则经由p型反型层的电流路径消失，形成n型累积层，因此抑制空穴的排出，阴极侧的空穴密度增加。
另外，在此使用“p型反型层”，但栅极负电压的绝对值并不一定超过n型阴极层6的“阈值(绝对值)”，即使栅极负电压的绝对值低于“阈值(绝对值)”，沟道相对于空穴的电位下降，因此空穴通过电位下降的沟道路径流过阴极电极11，促使从阴极排出空穴。
图3表示向栅极电极8施加正电压、零伏、负电压时的输出特性。若向栅极电极8施加正电压，则(如图2所示)阴极侧的空穴密度高，因此阳极电流大(＝正向电压Vf小)。若向栅极电极8施加零伏，则阴极侧的空穴密度下降，因此阳极电流变小(＝正向电压Vf变大)。若向栅极电极8施加负电压，则阳极侧的空穴密度进一步下降，因此阳极电流降低(＝正向电压Vf增加)。
也就是说，在本实施例中，通过栅极电极8以时间轴切换正向电压(Vf)小的二极管(＝恢复损耗大的二极管)和正向电压(Vf)大的二极管(＝恢复损耗小的二极管)，由此能够分别降低导通损耗和开关损耗。
接着，说明本发明的效果。图4表示正向电压(Vf)与恢复损耗(Err)的关系。虚线相当于现有的pin二极管。在本发明中，在开关的1个周期内，在定时控制栅极电压，由此分别使正向电压(Vf)和恢复损耗(Err)最小化，从而改善平衡特性。
如上所述，在公知例(现有技术1、现有技术2)中，改善正向电压(Vf)和恢复损耗(Err)的平衡，能够实现大幅度的低损耗化。但是，本申请的发明人发现了如下的问题：当以阳极电流较小的条件评价公知例的恢复特性时，电压和电流振动。电压和电流的震动根据高温条件而变化，在室温条件下变得显著。在公知例中，为了降低恢复损耗，在恢复前，降低阴极侧的空穴密度，因此阴极侧的耗尽层容易延伸。因此，在尾电流期间从阳极延伸的耗尽层排出残留于阴极侧的电荷，导致电压和电流的振动。关于阴极侧的耗尽层容易延伸时发生电压和电流的振动的机理，在上述的“专利文献以外的文献1”中详细地进行了记载。
为了解决该课题，在本实施例中，根据二极管的阳极电流的大小，在恢复前，切换MOS控制二极管的栅极电压的驱动时序。图5a、图5b表示本实施例的第1栅极驱动时序。图5a是阳极电流为额定电流的时序，图5b是阳极电流为小电流的时序。在此，小电流的定量定义较为困难，一般为额定电流的1/10以下至1/2以下程度。在额定电流时，在位于MOS控制二极管的一对桥臂的IGBT(＝二极管恢复)导通之前，将MOS控制二极管的栅极从正电压(电荷高注入模式)切换为负电压(电荷低注入模式)，降低恢复损耗。另一方面，在小电流时，使MOS控制二极管的栅极保持为正电压(电荷高注入模式)，由此使阴极侧的空穴密度保持较高。
在本发明中，在小电流时，在电荷高注入模式下进入恢复动作，因此与电荷低注入(高速)模式相比，恢复损耗增加，但小电流的恢复损耗与大电流相比较小，因此可以忽略恢复损耗增加。也就是说，本发明的优点(抑制振动)多于缺点(损耗增加)。
图6a、图6b表示小电流恢复时的阳极电流和阳极电压的波形。在图6a中，通过现有的MOS控制二极管的栅极驱动方法，将栅极从正电压(电荷高注入模式)切换为负电压(电荷低注入模式)，在图6b中，通过本发明的MOS控制二极管的栅极驱动方法，使栅极保持为正电压(电荷高注入模式)。以往，在尾电流期间，阳极电流急剧减少，在阳极电流和阳极电压中产生振动。与此相对，在本发明中，不会产生这样的振动。
图7表示本实施例的第2栅极驱动时序。在图5a、图5b的第1栅极驱动时序中，在整个恢复期间，MOS控制二极管的栅极保持正电压(电荷高注入模式)，与此相对，在图7中，在阳极电压下降(＝阴极电压上升)的定时，将栅极切换为负电压(电荷低注入模式)。在阴极电压高的状态下，若向栅极电极施加负电压，在栅极电极8和n型阴极层6的界面形成p型反型层，则从p+型阴极层13注入空穴，抑制阳极电流和正极电压的振动。
如上所述，通过本实施例，能够降低损耗和振动(＝噪声)，因此能够实现半导体装置和使用该半导体装置的电力变换器的高效率化、小型化、低成本化。
另外，在本实施例中，叙述了阴极电极为位于基板背面的“纵型元件”，但在阴极电极为位于阳电极和基板表面的“横型元件”中，效果也相同。
实施例2
以下，对本发明的实施例2(无阴极侧p层的半导体元件的截面结构)进行说明。
图8是本发明的半导体元件的第2实施例的截面图。本实施例与第1实施例的不同点在于，无p+型阴极层13。在本实施例中，导通时，相对于阴极电极11将栅极电极8设为正电压，由此在栅极电极8和n型阴极层6的界面形成n型累积层，抑制从p型阳极层3注入的空穴向阴极11排出，正向电压(Vf)下降(＝导通损耗降低)。此外，恢复时，相对于阴极电极11将栅极电极8设为负电压，由此在栅极电极8和n型阴极层6的界面形成p型反型层，促使从p型阳极层3注入的空穴向阴极电极11排出，降低恢复损耗。
在本实施例中，在小电流恢复时，如图5a、图5b所示，根据阳极电流控制MOS控制二极管的栅极电压，由此能够抑制阳极电压和阳极电流的振动。
如上所述，通过本实施例，能够降低损耗和振动(＝噪声)，因此能够实现半导体装置和使用该半导体装置的电力变换器的高效率化、小型化、低成本化。
实施例3
以下，对本发明的实施例3(不是阴极侧p层而是栅极电极向阴极电极侧伸出的半导体元件的截面结构)进行说明。
图9是本发明的半导体元件的第3实施例的截面图。本实施例与第2实施例的不同点在于，阴极电极11侧的栅极电极8位于n型阴极层6的表面的上方(图的上下而言，下方向)。通过这样的结构，栅极电极8向深度方向覆盖n型阴极层6，因此栅极电极8能够容易地控制n型阴极层6的电位，能够降低损耗、抑制振动。
在本实施例中，在小电流恢复时，如图5a、图5b所示，根据阳极电流控制MOS控制二极管的栅极电压，从而能够抑制阳极电压和阳极电流的振动。
如上所述，通过本实施例，能够降低损耗和振动(＝噪声)，因此能够实现半导体装置和使用该半导体装置的电力变换器的高效率化、小型化、低成本化。
实施例4
以下，对本发明的实施例4(平面型栅极的半导体元件的截面结构)进行说明。
图10是本发明的半导体元件的第4实施例的截面图。本实施例与第1实施例的不同点在于，栅极电极8不是沟槽(trench)型，而是平面型。与第1实施例同样地，本实施例也能够降低损耗、抑制振动。
在本实施例中，在小电流恢复时，如图5a、图5b所示，与阳极电流对应地控制MOS控制二极管的栅极电压，由此能够抑制阳极电压和阳极电流的振动。
如上所述，通过本实施例，能够降低损耗和振动(＝噪声)，因此能够实现半导体装置和使用该半导体装置的电力变换器的高效率化、小型化、低成本化。
实施例5
以下，对本发明的实施例5(平面型栅极型且无阴极侧p层的半导体元件的截面结构)进行说明。
图11是本发明的半导体元件的第5实施例的截面图。本实施例与第4实施例的不同点在于，无p+型阴极层13。与第4实施例同样地，本实施例也能够降低损耗、抑制电压振动。
在本实施例中，在小电流恢复时，如图5a、图5b所示，根据阳极电流控制MOS控制二极管的栅极电压，由此能够抑制阳极电压和阳极电流的振动。
如上所述，通过本实施例，能够降低损耗和振动(＝噪声)，因此能够实现半导体装置和使用该半导体装置的电力变换器的高效率化、小型化、低成本化。
实施例6
以下，对本发明的实施例6(IGBT半导体元件的截面结构)进行说明。
至此，以二极管为对象，讨论了小电流恢复的电压和电流的振动抑制。通过MOS栅极控制n-型漂移层1的电荷分布并抑制振动的原则，不仅能够应用于二极管，也能够应用于IGBT。为了抑制IGBT的集电极电压和集电极电流的振动，需要在耗尽层延伸的方向的集电极侧(背面)设置MOS栅极。作为在IGBT的集电极侧设置MOS栅极的结构的现有技术文献，如上所述，有专利文献3、专利文献4以及专利文献5。但是，在这些文献中，虽然着眼于降低开关损耗，但并未记载振动。也就是说，这些文献所记载的现有技术仅着眼于降低关断损耗，控制MOS栅极。
图12是本发明的半导体元件的第6实施例的截面图。集电极侧(背面)的结构与实施例1的阴极侧(背面)相同，与实施例1的不同点在于，在发射极侧设有栅极电极43。本实施例由n-型漂移层1、n型集电极层6、栅极电极8、栅极绝缘膜9、绝缘膜12、p+型阴极层13、发射极电极40、集电极电极41、p型沟道层42、栅极电极43、n+型发射极层44构成。栅极电极43控制集电极电流的通/断，栅极电极8控制n-型漂移层1的电荷分布。
简单地说明本实施例的动作。导通时(＝表面的栅极电极43为正电压时)，相对于集电极电极41将栅极电极8设为负电压，由此在栅极电极8和n型集电极层6的界面形成p型反型层，促使从p+型阴极层13的空穴注入，降低导通电压(Vce)(＝降低导通损耗)。
另一方面，在关断前(＝将栅极电极43从正电压切换为零伏或负电压前)，相对于集电极电极41将栅极电极8设为正电压，由此在栅极电极8和n型阴极层6的界面形成n型累积层，抑制从p+型阴极层13的空穴注入，降低关断损耗。
接着，说明本实施例的动作细节。图13表示导通时的发射极与集电极之间的空穴密度分布。若向栅极电极施加负电压(图中的Vg＝-15V)，则与零伏(图中的Vg＝0V)相比，集电极侧的空穴密度增加。这是因为在栅极电极8和n型集电极层6的界面形成有p型反型层，促使从p+型阴极层13向n-型漂移层1的空穴注入。
若向栅极电极施加正电压(图中的Vg＝+15V)，则与零伏(图中的Vg＝0V)相比，集电极侧的空穴密度下降。这是因为在栅极电极8和n型集电极层6的界面形成有n型累积层，抑制从p+型阴极层13的空穴注入。
另外，在此使用“p型反型层”的用语，但栅极负电压的绝对值并不一定要超过n型集电极层6的“阈值(绝对值)”，即使栅极负电压的绝对值低于“阈值(绝对值)”，沟道相对于空穴的电位下降，因此空穴通过电位下降的沟道路径，从p+型阴极层13注入到n-型漂移层1。
图14表示向栅极8施加正电压、零伏、负电压时的输出特性。若向栅极电极8施加负电压，则(如图13所示)集电极侧的空穴密度高，因此集电极电流大(＝导通电压小)。若向栅极电极8施加零伏，则集电极侧的空穴密度下降，集电极电流变小(＝导通电压变大)。若向栅极电极8施加正电压，则集电极侧的空穴密度进一步下降，集电极电流降低(＝导通电压增加)。
也就是说，在本实施例中，通过栅极电极8以时间轴切换导通电压小的IGBT(＝关断损耗大的IGBT)和导通电压大的IGBT(＝关断损耗小的IGBT)，由此能够分别降低导通损耗和接通损耗。
图15a、图15b表示本实施例的栅极驱动时序。图15a是集电极电流为额定电流的时序，图15b是集电极电流为小电流的时序。在此，小电流的定量定义较为困难，为额定电流的1/10以下至1/2以下。在额定电流时，在切断发射极侧(表面)的栅极电压(＝切断IGBT的集电极电流)前，将集电极侧(背面)的栅极设为正电压，从电荷高注入模式切换为电荷低注入(高速)模式，降低关断损耗。另一方面，在小电流时，使集电极侧(背面)的栅极保持为负电压(电荷高注入模式)，由此使集电极侧的空穴密度保持较高，抑制振动。
如上所述，通过本实施例，能够降低损耗和振动(＝噪声)，因此能够实现半导体装置和使用该半导体装置的电力变换器的高效率化、小型化、低成本化。
实施例7
以下，对本发明的实施例7(背面平面型栅极型的IGBT半导体元件的截面结构)进行说明。
图16是本发明的半导体元件的第7实施例的截面图。本实施例与第6实施例的不同点在于，栅极电极8不是沟槽型，而是平面型。与第6实施例同样地，本实施例也能够降低损耗、抑制振动。
在本实施例中，在IGBT的小电流切断时，如图15a、图15b所示，根据集电极电流控制集电极侧(背面)的栅极电压，由此能够抑制集电极电压和集电极电流的振动。
如上所述，通过本实施例，能够降低损耗和振动(＝噪声)，因此能够实现半导体装置和使用该半导体装置的电力变换器的高效率化、小型化、低成本化。
实施例8
接着，以下对本发明的实施例8(二极管驱动电路)进行说明。
本实施例为驱动上述实施例1至实施例5的半导体元件(MOS控制二极管)的电路的实施例。图17是本实施例的驱动电路的电路图。
本实施例由控制电路20、IGBT的驱动电路21、实施例1至实施例5的半导体装置的驱动电路22、上桥臂IGBT23、下桥臂IGBT24、应用于上桥臂的实施例1至实施例5的半导体装置25、应用于下桥臂的实施例1至实施例5的半导体装置26、电流检测器30构成。半导体装置25和半导体装置26的电路标记表示通过栅极电极控制二极管的电阻值，是本申请的发明人为了方便而设计的标记，而不是一般的标记。
在本发明中，在恢复前，需要改变栅极电压。但是，恢复是与IGBT的接通相伴的现象，因此无法获得二极管自身何时进入恢复。也就是说，仅考虑二极管，在恢复前，难以使二极管的栅极电压变化。
因此，研究了如下的方案：根据逆变器的动作，推测二极管恢复的定时，恢复前是否能够向栅极电极施加正电压。在接通一对桥臂(从下桥臂观察时相当于上桥臂、从上桥臂观察时相当于下桥臂)的IGBT时产生二极管的恢复。因此，若通过1个控制电路20控制IGBT的栅极和一对桥臂的实施例1的二极管的栅极，则在接通IGBT前(＝二极管恢复前)，能够从控制电路20使一对桥臂的二极管的栅极电压变化。
电流检测器30检测流过二极管的电流，因此除了直接检测二极管电流外，还检测IGBT电流，由此能够间接地检测二极管电流。此外，通过检测电动机电流，能够推定二极管电流。根据由电流检测器30检测出的集电极电流的大小，在控制电路20中决定选择图5a所示的额定电流和图5b所示的小电流中哪个电流的栅极驱动时序。
如上所述，通过本实施例，能够检测出二极管的电流，降低损耗和振动(＝噪声)，因此能够实现半导体装置和使用该半导体装置的电力变换器的高效率化、小型化、低成本化。
实施例9
以下，对本发明的实施例9(应用本发明的二极管的电力变换器)进行说明。
本实施例的特征在于，在续流二极管600中应用了在实施例1至实施例5中说明的二极管。在图18的逆变器装置中，应用实施例1至实施例5的二极管，从而能够降低二极管的损耗，实现逆变器的低损耗化、小型化。
实施例10
以下，对本发明的实施例10(应用本发明的IGBT的电力变换器)进行说明。
本实施例的特征在于，在IGBT700中应用了在实施例6至实施例7中说明的IGBT。在图18的逆变器装置中，应用实施例6和实施例7的IGBT，从而能够降低二极管的损耗，实现逆变器的低损耗化、小型化。
另外，图18的逆变器装置的结构为一例，例如，虽然是逆并联连接开关元件和二极管的串联组合，但是对于以与交流输出的相数相同数量结合的逆变器装置，效果也相同。
此外，在本实施例中虽然示出了将直流变换为交流的逆变器，但并不限定于此，很显然对于将交流变换为直流的转换器，也得到同样的效果。
附图标记说明
1n-型漂移层、3p型沟道层、6n型阴极层、8栅极电极、9栅极绝缘膜、10阳极电极、11阴极电极、12绝缘膜、13p+型阴极层、20控制电路、21IGBT驱动电路、22二极管驱动电路、23上桥臂IGBT、24下桥臂IGBT、25上桥臂二极管、26下桥臂二极管、30电流检测器、40发射极电极、41集电极电极、42p型沟道层、43栅极电极(IGBT)、44n+型发射极层、600续流二极管、700IGBT、800栅极电路、900正极侧电源端子、901负极侧电源端子、910U相、911V相、912W相、950电动机、960电源。

Claims (11)

1.一种半导体元件的驱动装置，该半导体元件具备：第1导电型第1半导体层；第2导电型第2半导体层，其与上述第1半导体层相邻，并暴露于一方主表面即阳极侧；第3半导体层，其与上述第1半导体层相邻，为第1导电型，并暴露于另一方主表面即阴极侧，杂质浓度比上述第1半导体层高；以及绝缘栅极，其位于上述另一方主表面即阴极侧，其中，第1半导体层为n-型漂移层，第2半导体层为p型阳极层，第3半导体层为n型阴极层，
该半导体元件的驱动装置的特征在于，
具备用于检测阳极电流的单元，在阳极电流大时，在恢复前，将上述绝缘栅极从正电压切换为负电压，在阳极电流小时，使上述绝缘栅极保持为正电压。
2.一种半导体元件的驱动装置，该半导体元件具备：第1导电型第1半导体层；第2导电型第2半导体层，其与上述第1半导体层相邻，并暴露于一方主表面即阳极侧；第3半导体层，其与上述第1半导体层相邻，为第1导电型，且暴露于另一方主表面即阴极侧，杂质浓度比上述第1半导体层高；绝缘栅极，其贯通上述第3半导体层，达到上述第1半导体层；第2导电型第4半导体层，其位于相邻的上述绝缘栅极间，在半导体层内与上述绝缘栅极相接，暴露于上述另一方主表面即阴极侧；以及与上述第3半导体层和上述第4半导体层电连接的电极即阴极电极，其中，第1半导体层为n-型漂移层，第2半导体层为p型阳极层，第3半导体层为n型阴极层，第4半导体层为p+型阴极层，
该半导体元件的驱动装置的特征在于，
具备用于检测阳极电流的单元，在阳极电流大时，在恢复前，将上述绝缘栅极从正电压切换为负电压，在阳极电流小时，使上述绝缘栅极保持正电压。
3.一种半导体元件的驱动装置，该半导体元件具备：第1导电型第1半导体层；第2导电型第2半导体层，其与上述第1半导体层相邻，并暴露于一方主表面即阳极侧；第3半导体层，其与上述第1半导体层相邻，为第1导电型，且暴露于另一方主表面即阴极侧，杂质浓度比上述第1半导体层高；绝缘栅极，其贯通上述第3半导体层，达到上述第1半导体层；以及与上述第3半导体层电连接的电极即阴极电极，其中，第1半导体层为n-型漂移层，第2半导体层为p型阳极层，第3半导体层为n型阴极层，
该半导体元件的驱动装置的特征在于，
具备用于检测阳极电流的单元，在阳极电流大时，在恢复前，将上述绝缘栅极从正电压切换为负电压，在阳极电流小时，使上述绝缘栅极保持为正电压。
4.一种半导体元件的驱动装置，该半导体元件具备：第1导电型第1半导体层；第2导电型第2半导体层，其与上述第1半导体层相邻，并暴露于一方主表面即阳极侧；第3半导体层，其与上述第1半导体层相邻，为第1导电型，且暴露于另一方主表面即阴极侧，杂质浓度比上述第1半导体层高；第2导电型第4半导体层，其暴露于上述另一方主表面即阴极侧；绝缘栅极，其与上述第1半导体层相接；以及电极即阴极电极，其电连接与上述第3半导体层相接的上述绝缘栅极、与上述第4半导体层相接的上述绝缘栅极、上述第3半导体层和上述第4半导体层，其中，第1半导体层为n-型漂移层，第2半导体层为p型阳极层，第3半导体层为n型阴极层，第4半导体层为p+型阴极层，
该半导体元件的驱动装置的特征在于，
具备用于检测阳极电流的单元，在阳极电流大时，在恢复前，将上述绝缘栅极从正电压切换为负电压，在阳极电流小时，使上述绝缘栅极保持为正电压。
5.一种半导体元件的驱动装置，该半导体元件具备：第1导电型第1半导体层；第2导电型第2半导体层，其与上述第1半导体层相邻，并暴露于一方主表面即阳极侧；第3半导体层，其与上述第1半导体层相邻，为第1导电型，且暴露于另一方主表面即阴极侧，杂质浓度比上述第1半导体层高；绝缘栅极，其与上述第1半导体层相接；以及电极即阴极电极，其电连接与上述第3半导体层相接的上述绝缘栅极和上述第3半导体层，其中，第1半导体层为n-型漂移层，第2半导体层为p型阳极层，第3半导体层为n型阴极层，
该半导体元件的驱动装置的特征在于，
具备用于检测阳极电流的单元，在阳极电流大时，在恢复前，将上述绝缘栅极从正电压切换为负电压，在阳极电流小时，使上述绝缘栅极保持为正电压。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的半导体元件的驱动装置，其特征在于，
将阳极电流大小的阈值设为额定电流的1/2以下。
7.一种半导体元件的驱动装置，该半导体元件具备：第1导电型第1半导体层；第2导电型第2半导体层，其与上述第1半导体层相邻，并暴露于一方主表面；第3半导体层，其与上述第1半导体层相邻，为第1导电型，且暴露于另一方主表面，杂质浓度比上述第1半导体层高；以及绝缘栅极，其与上述第3半导体层相邻，其中，第1半导体层为n-型漂移层，第2半导体层为p型阳极层，第3半导体层为n型阴极层，
该半导体元件的驱动装置的特征在于，
具备用于检测阳极电流的单元，在阳极电流大时，在恢复前，将上述绝缘栅极从正电压切换为负电压，在阳极电流小时，使上述绝缘栅极保持为正电压。
8.一种半导体元件的驱动装置，其特征在于，
具备：
一对直流端子，
在上述一对直流端子之间连接，分别由2个开关元件和逆极性的二极管的并联电路串联连接的结构组成，并联电路的相互连接点与交流端子连接，上述二极管使用权利要求1至7中任一项所述的半导体元件，
该半导体元件的驱动装置具备：上述2个串联连接的第1开关元件和第2开关元件、与上述第1开关元件并联连接的第1二极管、与上述第2开关元件并联连接的第2二极管、检测二极管的阳极电流的电流检测器以及控制电路，其中，该控制电路分别驱动上述第1开关元件、上述第2开关元件、上述第1二极管、上述第2二极管的栅极。
9.一种半导体元件的驱动装置，该半导体元件具备：第1导电型第1半导体层；第2导电型第2半导体层，其与上述第1半导体层相邻，并暴露于一方主表面即发射极侧；第1绝缘栅极，其设于上述一方主表面即发射极侧，接通/断开主电流即集电极电流；第1导电型第5半导体层，其位于相邻的上述第1绝缘栅极间，在半导体层内与上述绝缘栅极相接，暴露于上述一方主表面即发射极侧；电极即发射极电极，其电连接上述第2半导体层和上述第5半导体层；第3半导体层，其与上述第1半导体层相邻，为第1导电型，暴露于另一方主表面即集电极侧，杂质浓度比上述第1半导体层高；以及第2绝缘栅极，其设置在上述另一方主表面即集电极侧，其中，第1半导体层为n-型漂移层，第2半导体层为p型沟道层，第3半导体层为n型集电极层，第5半导体层为n+型发射极层，
该半导体元件的驱动装置的特征在于，
具备用于检测集电极电流的单元，在集电极电流大时，在切断前，将上述第2绝缘栅极从负电压切换为正电压，在集电极电流小时，使上述第2绝缘栅极保持为负电压。
10.一种电力变换装置，其特征在于，
具备：一对直流端子；数量与交流的相数相同的交流端子；以及电力变换单元，其连接至上述一对直流端子之间，分别由2个开关元件和逆极性的极管的并联电路串联连接的结构组成，数量与并联电路的相互连接点连接至不同的交流端子的交流相数相同，并且，上述二极管的驱动装置为权利要求1至8中任一项所述的半导体元件的驱动装置。
11.一种电力变换装置，其特征在于，
具备：一对直流端子；数量与交流的相数相同的交流端子；以及电力变换单元，其连接至上述一对直流端子之间，分别由2个开关元件和逆极性的二极管的并联电路串联连接的结构组成，数量与并联电路的相互连接点连接至不同的交流端子的交流相数相同，并且，上述开关元件的驱动装置为权利要求9所述的驱动装置。
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