CN108462391A - 一种阻抗网络dc-dc变换器 - Google Patents

一种阻抗网络dc-dc变换器 Download PDF

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张桂东
王志洋
陈思哲
李惜玉
章云
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Abstract

本发明实施例公开了一种阻抗网络DC‑DC变换器，包括：直流电源、电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一开关管模块、第二开关管模块、第一电容和第二电容。本发明中公开的阻抗网络DC‑DC变换器的增益为1/2D，可以在较低的占空比下实现高增益，不存在传统的Boost变换器因为无法在高占空比下工作而无法实现高增益的问题，降低了开关管的导通损耗，提高了电路的效率，此外阻抗网络DC‑DC变换器中的两个开关管模块的开关信号相同，控制简单，且不需要级联实现高增益，降低了电路结构的复杂程度，解决了当前的高增益DC‑DC变换器成本高、效率低且控制复杂的技术问题。

Description

一种阻抗网络DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及DC-DC变换器领域，尤其涉及一种阻抗网络DC-DC变换器。
背景技术
随着电力***的发展，越来越多新能源***接入到电网中，新能源***尤其是光伏和燃料电池***对电力电子技术的要求也越来越高。由于光伏和燃料电池单元有电压低的特点，往往需要很高增益的DC-DC变换器抬升电压后才能并入电网使用。
现有技术中采用的高增益DC-DC变换器往往使用级联型DC-DC变换器，该类变换器成本高、效率低且控制复杂，不利于新能源的有效利用。传统的级联型DC-DC变换器的结构图如图1所述，级联型电路需要两级甚至多级控制，控制复杂。
因此，导致了当前的高增益DC-DC变换器成本高、效率低且控制复杂的技术问题。
发明内容
本发明提供了一种阻抗网络DC-DC变换器，解决了当前的高增益DC-DC变换器成本高、效率低且控制复杂的技术问题。
本发明提供了一种阻抗网络DC-DC变换器，包括：直流电源、电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一开关管模块、第二开关管模块、第一电容和第二电容；
所述直流电源的正极与所述电感的第一端电连接；
所述电感的第二端分别与所述第一二极管的阳极、所述第二开关管模块的第一端和所述第二电容的第一端电连接，所述电感、所述第一二极管、所述第二开关管模块和所述第二电容的公共端与直流负载的第一端电连接；
所述第一二极管的阴极分别与所述第一开关管模块的第一端和第一电容的第一端电连接；
所述第二开关管模块的第二端分别与所述第一电容的第二端和所述第二二极管的阳极电连接；
所述第二电容的第二端与所述第三二极管的阳极电连接，所述第二电容和所述第三二极管的公共端与直流负载的第二端电连接；
所述直流电源的负极分别与所述第一开关管模块的第二端、第二二极管的阴极和第三二极管的阴极电连接。
优选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块同时开通或者同时关断。
优选地，所述第一开关管模块由一个开关管组成；
所述第二开关管模块由一个开关管组成。
优选地，所述第一开关管模块由至少两个开关管并联组成；
所述第二开关管模块由至少两个开关管并联组成。
优选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块中的开关管均为NMOS，其中，第一开关管模块的第一端为第一开关管模块内NMOS的漏极，第二开关管模块的第一端为第二开关管模块内NMOS的漏极，第一开关管模块的第二端为第一开关管模块内NMOS的源极，第二开关管模块的第二端为第二开关管模块内NMOS的源极。
优选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块中的开关管均为IGBT，其中，第一开关管模块的第一端为第一开关管模块内IGBT的集电极，第二开关管模块的第一端为第二开关管模块内IGBT的集电极，第一开关管模块的第二端为第一开关管模块内IGBT的发射极，第二开关管模块的第二端为第二开关管模块内IGBT的发射极。
优选地，所述第一电容和所述第二电容均为有极性电容，其中，所述第一电容和所述第二电容的第一端均为所述有极性电容的正端，所述第一电容和所述第二电容的第二端均为所述有极性电容的负端。
从以上技术方案可以看出，本发明具有以下优点：
本发明提供了一种阻抗网络DC-DC变换器，包括：直流电源、电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一开关管模块、第二开关管模块、第一电容和第二电容；所述直流电源的正极与所述电感的第一端电连接；所述电感的第二端分别与所述第一二极管的阳极、所述第二开关管模块的第一端和所述第二电容的第一端电连接，所述电感、所述第一二极管、所述第二开关管模块和所述第二电容的公共端与直流负载的第一端电连接；所述第一二极管的阴极分别与所述第一开关管模块的第一端和第一电容的第一端电连接；所述第二开关管模块的第二端分别与所述第一电容的第二端和所述第二二极管的阳极电连接；所述第二电容的第二端与所述第三二极管的阳极电连接，所述第二电容和所述第三二极管的公共端与直流负载的第二端电连接；所述直流电源的负极分别与所述第一开关管模块的第二端、第二二极管的阴极和第三二极管的阴极电连接。
本发明中公开的阻抗网络DC-DC变换器的增益为1/2D，可以在较低的占空比下实现高增益，不存在传统的Boost变换器因为无法在高占空比下工作而无法实现高增益的问题，降低了开关管的导通损耗，提高了电路的效率，此外阻抗网络DC-DC变换器中的两个开关管模块的开关信号相同，控制简单，且不需要级联实现高增益，降低了电路结构的复杂程度，解决了当前的高增益DC-DC变换器成本高、效率低且控制复杂的技术问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为本发明提供的一种传统的级联型DC-DC变换器的电路图；
图2为本发明实施例提供的一种阻抗网络DC-DC变换器的完整电路图；
图3为本发明实施例提供的一种阻抗网络DC-DC变换器在第一开关管模块和第二开关管模块都开通时的电路图；
图4为本发明实施例提供的一种阻抗网络DC-DC变换器在第一开关管模块和第二开关管模块都关断时的电路图；
图5为本发明实施例提供的一种阻抗网络DC-DC变换器的占空比D为0.4时的仿真波形图；
图6为本发明实施例提供的一种阻抗网络DC-DC变换器的占空比D为0.45时的仿真波形图；
图7为本发明实施例提供的一种阻抗网络DC-DC变换器的增益曲线图；
其中，附图标记如下：
Vin、直流电源；L、电感；D1、第一二极管；D2、第二二极管；D3、第三二极管；S1、第一开关管模块；S2、第二开关管模块；C1、第一电容；C2、第二电容；R、直流负载。
具体实施方式
本发明实施例提供了一种阻抗网络DC-DC变换器，解决了当前的高增益DC-DC变换器成本高、效率低且控制复杂的技术问题。
为使得本发明的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而非全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图2、图3和图4，本发明实施例提供了一种阻抗网络DC-DC变换器的一个实施例，包括：
直流电源Vin、电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第一开关管模块S1、第二开关管模块S2、第一电容C1和第二电容C2；
直流电源Vin的正极与电感L的第一端电连接；
电感L的第二端分别与第一二极管D1的阳极、第二开关管模块S2的第一端和第二电容C2的第一端电连接，电感L、第一二极管D1、第二开关管模块S2和第二电容C2的公共端与直流负载R的第一端电连接；
第一二极管D1的阴极分别与第一开关管模块S1的第一端和第一电容C1的第一端电连接；
第二开关管模块S2的第二端分别与第一电容C1的第二端和第二二极管D2的阳极电连接；
第二电容C2的第二端与第三二极管D3的阳极电连接，第二电容C2和第三二极管D3的公共端与直流负载R的第二端电连接；
直流电源Vin的负极分别与第一开关管模块S1的第二端、第二二极管D2的阴极和第三二极管D3的阴极电连接。
需要说明的是，本实施例中的阻抗网络DC-DC变换器的工作原理如图3和图4所示，图3和图4中虚线部分为非工作部分，可视为不存在；
当第一开关管模块S1和第二开关管模块S2开通时，第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3导通，第一电容C1和直流电源Vin分别通过“第一电容C1-第一开关管模块S1-直流电源Vin-电感L-第二开关管模块S2”的回路对电感L进行充电，电感L的电流线性增加；
第二电容C2通过“第二电容C2-直流负载R”回路向直流负载R释放能量；
当第一开关管模块S1和第二开关管模块S2关断时，第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3关断，直流电源Vin和电感L分别通过“直流电源Vin-电感L-第一二极管D1-第一电容C1-第二二极管D2”回路和“直流电源Vin-电感L-第二电容C2//直流负载R-第三二极管D3-第二二极管D2”回路对第一电容C1和第二电容C2充电，并向直流负载R放电；
本实施例中公开的阻抗网络DC-DC变换器的增益为1/2D，可以在较低的占空比下实现高增益，不存在传统的Boost变换器因为无法在高占空比下工作而无法实现高增益的问题，降低了开关管的导通损耗，提高了电路的效率，此外阻抗网络DC-DC变换器中的两个开关管模块的开关信号相同，控制简单，且不需要级联实现高增益，降低了电路结构的复杂程度，解决了当前的高增益DC-DC变换器成本高、效率低且控制复杂的技术问题。
以上为本发明实施例提供的一种阻抗网络DC-DC变换器的一个实施例，以下为本发明实施例提供的一种阻抗网络DC-DC变换器的另一个实施例。
请参阅图2、图3、图4和图7，本发明实施例在上一个实施例的基础上提出了一种阻抗网络DC-DC变换器的另一个实施例，包括：直流电源Vin、电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第一开关管模块S1、第二开关管模块S2、第一电容C1和第二电容C2；
直流电源Vin的正极与电感L的第一端电连接；
电感L的第二端分别与第一二极管D1的阳极、第二开关管模块S2的第一端和第二电容C2的第一端电连接，电感L、第一二极管D1、第二开关管模块S2和第二电容C2的公共端与直流负载R的第一端电连接；
第一二极管D1的阴极分别与第一开关管模块S1的第一端和第一电容C1的第一端电连接；
第二开关管模块S2的第二端分别与第一电容C1的第二端和第二二极管D2的阳极电连接；
第二电容C2的第二端与第三二极管D3的阳极电连接，第二电容C2和第三二极管D3的公共端与直流负载R的第二端电连接；
直流电源Vin的负极分别与第一开关管模块S1的第二端、第二二极管D2的阴极和第三二极管D3的阴极电连接。
需要说明的是，本实施例中的阻抗网络DC-DC变换器的工作原理如图3和图4所示，图3和图4中虚线部分为非工作部分，可视为不存在；
当第一开关管模块S1和第二开关管模块S2开通时，第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3导通，第一电容C1和直流电源Vin分别通过“第一电容C1-第一开关管模块S1-直流电源Vin-电感L-第二开关管模块S2”的回路对电感L进行充电，电感L的电流线性增加；
第二电容C2通过“第二电容C2-直流负载R”回路向直流负载R释放能量；
当第一开关管模块S1和第二开关管模块S2关断时，第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3关断，直流电源Vin和电感L分别通过“直流电源Vin-电感L-第一二极管D1-第一电容C1-第二二极管D2”回路和“直流电源Vin-电感L-第二电容C2//直流负载R-第三二极管D3-第二二极管D2”回路对第一电容C1和第二电容C2充电，并向直流负载R放电。
进一步地，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2同时开通或者同时关断。
需要说明的是，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2同时开通或者同时关断，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2的一个周期内开通时间和周期时间的比值为占空比D；
第一电容C1、第二电容C2和电感L的取值并不做特别的限定，根据实际需要进行选择；
下面对本实施例中阻抗网络DC-DC变换器的增益进行计算：
阻抗网络DC-DC变换器的占空比为D，在一个周期内，DC-DC变换器的输出电压为Vo(即直流负载的电压Vo)，下列公式内Vin为直流电源Vin的电压，则当第一开关管模块S1和第二开关管模块S2开通时，电感L的电压VL1为：
其中，VC1为第一电容C1的电压；
当第一开关管模块S1和第二开关管模块S2关断时，第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3关断，第一电容C1和第二电容C2的电压为：
其中，VC2为第二电容C2的电压；
则电感L两端的电压为：
当电路处于稳态工作时，根据式(1)、式(3)和电感L的伏秒平衡定理有：
其中，T为一个周期的时间；
对式(4)进行变形可得：
即：
由于电路增益为输出电压与输入电压的比值，则本实施例中阻抗网络DC-DC变换器的增益G为：
即本实施例中的阻抗网络DC-DC变换器以低于0.5的占空比即可实现较高的增益G，提高了电路的工作效率，增益G的增益曲线如图7所示。
进一步地，第一开关管模块S1由一个开关管组成；
第二开关管模块S2由一个开关管组成。
需要说明的是，在实际应用过程中，如果升压过程中的电流较小，则第一开关管模块S1和第二开关管模块S2皆可只由一个开关管组成，从而节约才成本。
进一步地，第一开关管模块S1由至少两个开关管并联组成；
第二开关管模块S2由至少两个开关管并联组成。
需要说明的是，在实际应用过程中，如果升压过程中的电流较大，则为了避免损坏器件，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2可由至少两个开关管并联组成。
进一步地，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2中的开关管均为NMOS，其中，第一开关管模块S1的第一端为第一开关管模块S1内NMOS的漏极，第二开关管模块S2的第一端为第二开关管模块S2内NMOS的漏极，第一开关管模块S1的第二端为第一开关管模块S1内NMOS的源极，第二开关管模块S2的第二端为第二开关管模块S2内NMOS的源极。
需要说明的是，NMOS(N-Metal-Oxide-Semiconductor，N型金属-氧化物-半导体)晶体管是开关管中的一种，在一块掺杂浓度较低的P型硅衬底(提供大量可以动空穴)上，制作两个高掺杂浓度的N+区(N+区域中有大量为电流流动提供自由电子的电子源)，并用金属铝引出两个电极，分别作漏极和源极，然后在半导体表面覆盖一层很薄的二氧化硅(SiO2)绝缘层，在漏——源极间的绝缘层上再装上一个铝电极(通常是多晶硅),作为栅极，在衬底上也引出一个电极，这就构成了一个N沟道增强型MOS管；
NMOS具有开关速度快、开关损耗小的优点。
进一步地，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2中的开关管均为IGBT，其中，第一开关管模块S1的第一端为第一开关管模块S1内IGBT的集电极，第二开关管模块S2的第一端为第二开关管模块S2内IGBT的集电极，第一开关管模块S1的第二端为第一开关管模块S1内IGBT的发射极，第二开关管模块S2的第二端为第二开关管模块S2内IGBT的发射极。
需要说明的是，IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。
除了NMOS和IGBT之外，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2还可以是其他类型的开关管，实际应用过程中根据需要进行选择。
进一步地，第一电容C1和第二电容C2均为有极性电容，其中，第一电容C1和第二电容C2的第一端均为有极性电容的正端，第一电容C1和第二电容C2的第二端均为有极性电容的负端。
需要说明的是，有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，当然，本申请中也可以选用无极性电容，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定；
本实施例中公开的阻抗网络DC-DC变换器的增益为1/2D，可以在低于0.5的占空比下实现高增益，不存在传统的Boost变换器因为无法在高占空比下工作而无法实现高增益的问题，降低了开关管的导通损耗，提高了电路的效率，具有较强的实用性和经济性，此外阻抗网络DC-DC变换器中的两个开关管模块的开关信号相同，控制简单，且不需要级联实现高增益，降低了电路结构的复杂程度，解决了当前的高增益DC-DC变换器成本高、效率低且控制复杂的技术问题。
以上为本发明实施例提供的一种阻抗网络DC-DC变换器的另一个实施例，以下为本发明实施例提供的一种阻抗网络DC-DC变换器的一个应用例。
请参阅图2至图7，本发明实施例提供了一种阻抗网络DC-DC变换器的一个应用例，搭建图2中所示的仿真电路，其中的仿真参数选择如下：
L＝470uH、C1＝C2＝220uF、Vin＝20V、R＝100Ω
仿真1，将占空比选择为0.4，此时的仿真结果如图5所示，DC-DC变换器的输出电压Vo为100V，DC-DC变换器的增益G为5。
仿真2，将占空比选择为0.45，此时的仿真结果如图5所示，DC-DC变换器的输出电压Vo为200V，DC-DC变换器的增益G为10。
从仿真1和仿真2的仿真结果可知，本发明提供的阻抗网络DC-DC变换器的电路增益符合图7中所示的增益曲线，以较低的占空比即可实现高增益，提高了电路的工作效率，且控制简单，解决了当前的高增益DC-DC变换器成本高、效率低且控制复杂的技术问题。
在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (7)

1.一种阻抗网络DC-DC变换器，其特征在于，包括：直流电源、电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一开关管模块、第二开关管模块、第一电容和第二电容；
所述直流电源的正极与所述电感的第一端电连接；
所述电感的第二端分别与所述第一二极管的阳极、所述第二开关管模块的第一端和所述第二电容的第一端电连接，所述电感、所述第一二极管、所述第二开关管模块和所述第二电容的公共端与直流负载的第一端电连接；
所述第一二极管的阴极分别与所述第一开关管模块的第一端和第一电容的第一端电连接；
所述第二开关管模块的第二端分别与所述第一电容的第二端和所述第二二极管的阳极电连接；
所述第二电容的第二端与所述第三二极管的阳极电连接，所述第二电容和所述第三二极管的公共端与直流负载的第二端电连接；
所述直流电源的负极分别与所述第一开关管模块的第二端、第二二极管的阴极和第三二极管的阴极电连接。
2.根据权利要求1所述的一种阻抗网络DC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块同时开通或者同时关断。
3.根据权利要求1或2所述的一种阻抗网络DC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关管模块由一个开关管组成；
所述第二开关管模块由一个开关管组成。
4.根据权利要求1或2所述的一种阻抗网络DC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关管模块由至少两个开关管并联组成；
所述第二开关管模块由至少两个开关管并联组成。
5.根据权利要求1或2所述的一种阻抗网络DC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块中的开关管均为NMOS，其中，第一开关管模块的第一端为第一开关管模块内NMOS的漏极，第二开关管模块的第一端为第二开关管模块内NMOS的漏极，第一开关管模块的第二端为第一开关管模块内NMOS的源极，第二开关管模块的第二端为第二开关管模块内NMOS的源极。
6.根据权利要求1或2所述的一种阻抗网络DC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块中的开关管均为IGBT，其中，第一开关管模块的第一端为第一开关管模块内IGBT的集电极，第二开关管模块的第一端为第二开关管模块内IGBT的集电极，第一开关管模块的第二端为第一开关管模块内IGBT的发射极，第二开关管模块的第二端为第二开关管模块内IGBT的发射极。
7.根据权利要求1或2所述的一种阻抗网络DC-DC变换器，其特征在于，所述第一电容和所述第二电容均为有极性电容，其中，所述第一电容和所述第二电容的第一端均为所述有极性电容的正端，所述第一电容和所述第二电容的第二端均为所述有极性电容的负端。
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