CN105900336A - 具有高谐波抑制水平的准差分rf功率放大器 - Google Patents

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Abstract

具有输入端口和输出端口的准差分放大器。放大器具有移相器网络，该移相器网络具有连接到输入端口的第一端口并具有第二端口和第三端口的。第一放大器具有连接到移相器网络的第二端口的输入并具有输出，且第二放大器具有连接到移相器网络的第三端口的输入并具有输出。平衡‑不平衡变换器电路包括连接到第一放大器的输出的第一差分端口、连接到第二放大器的输出的第二差分端口并包括单端端口。输出匹配网络连接到平衡‑不平衡变换器电路的单端端口和输出端口。

Description

具有高谐波抑制水平的准差分RF功率放大器
相关申请的交叉引用
本申请涉及2013年11月13日提交的名称为“QUASI-DIFFERENTIALRF POWER AMPLIFIER WITH HIGH LEVEL OF HARMONICSREJECTION(具有高谐波抑制水平的准差分RF功率放大器)”的美国临时申请No.61/903,506并要求其权益，通过引用将其全部公开内容并入本文。
技术领域
本公开一般涉及射频(RF)电路组件，更具体地，本发明涉及具有高谐波抑制水平的准差分RF功率放大器。
背景技术
RF通信***一般包括产生通过天线以射频电磁波辐射的信号的发射器和将由对应的远程发射器产生的且由天线检测到的电磁波转换为可用信号的接收器。由于发射器电路缺乏足够的输出功率，发射器通常连接到专用于放大所产生的信号的附加组件，被称为功率放大器。同样地，由于接收器电路通常缺乏足够的接收灵敏度，存在也专用于放大接收信号的附加组件，被称为低噪声放大器。
放大器电路/晶体管中的某些限制决定了输出连接到单一负载(天线)的多个晶体管的使用。也有多个天线的信号被单一放大器电路放大的情况。这两种应用涉及功率合成器，并且具有本领域已知的多种形式。
一种这样的形式是同相功率合成，其中，相同相位和幅度的多个信号通常在连接到天线前的最后阶段被合成为单一的输出。然而，存在与负载电压驻波比(VSWR)变化被同等地应用到不同的晶体管有关的缺点，因此限制了适用性。具体地说，不同晶体管节点之间高的电压摆动可能变高得不可接受。
另一种本领域已知的形式是正交合成。一个变化中，相同的平衡功率放大器连接到输入正交定向耦合器，也以反向连接到输出正交定向耦合器。虽然，负载VSWR变化对晶体管的可靠性的影响小，但电流消耗是相当高的，而且需要附加的谐波抑制滤波器以使管理的需求通过。这种谐波过滤也是在同相功率合成电路中需要的。
另一种方式是异相功率合成，其中，差分信号在输出平衡-不平衡变换器(balun)处被同等地放大和合成。这种技术被理解为放松对电路中的每个晶体管的电压摆动要求。此外，提高了可靠性，并且可以实现足够水平的偶次谐波抑制。然而，现有的异相功率合成电路在电路输出处仍对奇次谐波抑制不足。此外，最佳性能要求差分电路的对称布局或布线连同在适当的半导体或其它层压基板上的制造是必要的。为了达到足够的偶次谐波抑制水平，输入信号的不平衡必须保持在最小的水平。
因此，本领域需要克服现有实现方式中的上述限制的改进的异相功率合成形式。还需要具有高的偶次谐波和奇次谐波抑制水平的准差分RF功率放大器。
发明内容
本公开指向利用非对称平衡-不平衡变换器电路的异相功率合成。预期具有高的奇次谐波和偶次谐波抑制水平，并且组件值的变化和输入信号的不平衡将对电路性能的影响不大，具体地为关于对负载VSWR变化的鲁棒性。公开的准差分RF功率放大器适用于线性或非线性操作，并连同其他RF收发器/前端电路组件在集成电路中实现。
根据本公开的一个实施例，具有平衡-不平衡变换器电路。平衡-不平衡变换器电路可以包括单端端口、第一差分端口和第二差分端口。也可具有第一耦合电感器和第二耦合电感器对。第一耦合电感器可以电连接到第一差分端口和单端端口。第二耦合电感器可以电连接到第二差分端口。平衡-不平衡变换器电路还可以具有电连接到第一耦合电感器和第二耦合电感器的第一电容器。此外，平衡-不平衡变换器电路可以具有电连接到第二耦合电感器的第二电容器。可能有与第二电容器串行电耦合的接地电感器。馈送到第一差分端口和第二差分端口的差分信号可以被转换为从单端端口输出的单一信号。单端端口的公共输出阻抗可以是从第一和第二差分端口的输入阻抗变换的。
本公开的另一个实施例指向准差分放大器。放大器可包括输入端口和输出端口。可以有移相器网络，该移相器网络具有连接到输入端口的第一端口并具有第二端口和第三端口。此外，可以有第一放大器以及第二放大器，第一放大器具有连接到移相器网络的第二端口的输入并具有输出，第二放大器具有连接到移相器网络的第三端口的输入并具有输出。准差分放大器可以包括平衡-不平衡变换器电路，该平衡-不平衡变换器电路具有连接到第一放大器的输出的第一差分端口、连接到第二放大器的输出的第二差分端口并具有单端端口。放大器可以进一步并入可以连接到平衡-不平衡变换器电路的单端端口和输出端口的输出匹配网络。
当结合附图阅读时通过参考以下详细的描述将最好地理解平衡-不平衡变换器电路和准差分放大器将。
附图说明
这里公开的各种实施例的这些和其他特征与优点将通过以下描述和附图更好地理解，附图中：
图1A是根据本公开一个实施例的平衡-不平衡变换器电路的示意图；
图1B是图1A中描述的平衡-不平衡变换器电路在测试配置中的示意图；
图2是示出在图1B示出的仿真测试配置下在工作频率范围内评估的图1A所示的平衡-不平衡变换器电路的散射参数(S参数)的曲线，详细说明了平衡端口输入回波损耗和输出回波损耗；
图3是示出在图1B示出的仿真测试配置下评估的图1A所示的平衡-不平衡变换器的平衡端口和输出端口的输入和输出回波损耗的史密斯图；
图4是在图1B示出的仿真测试配置下评估的图1A所示的平衡-不平衡变换器的各个节点处的仿真时域电压波形的曲线图；
图5是在图1B示出的仿真测试配置下评估的图1A所示的平衡-不平衡变换器的各个节点处的仿真时域电流波形的曲线图；
图6是根据本公开一个实施例的准差分放大器电路的示意图；
图7是示出图6中所示的准差分放大器电路在工作频率范围内的S参数的曲线图；
图8是示出图6中所示的准差分放大器电路的输入阻抗和输出阻抗匹配的史密斯图；
图9是绘制在输入功率水平的扫描(sweep)之间的功率水平和增益、以及在扫描的输入功率水平范围内的二次、三次、四次和五次谐波信号分量的输出的曲线图；
图10是绘制在输入功率水平的扫描之间的DC电流水平的曲线图；
图11是图6中所示的准差分功率放大器电路的晶体管处的仿真的时域电压波形的曲线图；
图12是图6中所示的准差分功率放大器电路的晶体管处的仿真的时域电流波形的曲线图；
图13A和图13B是在输入功率固定在两个不同值同时在VSWR＝10:1时负载相位从0至360度变化的情况下图6中所示的准差分功率放大器电路中晶体管的仿真动态负载线曲线图；
图14是对于图6的准差分功率放大器电路的两音调功率扫描的曲线图；
图15是对于图6的准差分功率放大器电路的两音调DC电流扫描的曲线图；
图16是根据本公开第二实施例的准差分放大器电路的示意图；
图17是示出图16所示的准差分放大器电路在工作频率范围内的小信号S参数的曲线图；
图18是绘制在输入功率水平的扫描之间的功率水平和增益以及在扫描的输入功率水平的范围内的二次、三次、四次和五次谐波信号分量的输出的曲线图；
图19是绘制在输入功率水平的扫描之间的DC电流水平的曲线图；
图20是具有50欧姆负载的图16所示的准差分功率放大器电路中晶体管的仿真的动态负载线曲线图；
图21是图16中准差分功率放大器电路的两音调功率扫描的曲线图；
图22是图16中准差分功率放大器电路的两音调DC电流扫描的曲线图；
图23A－23C是绘制在2.4GHz、2.45GHz和2.5GHz频率下在输入功率水平的扫描之间的功率水平和增益以及在扫描的输入功率水平的范围内的二次、三次、四次和五次谐波信号分量的输出的曲线图；
图24A－24C是示出具有-10％、标称值和+10％的不同的二次谐波焊线(bond wire)电感变化的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线图；
图25A－25C是示出具有-10％、标称值和+10％的不同的平衡-非平衡变换器接地线电感变化的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线图；
图26A－26C是示出具有-10％、标称值和+10％的不同的功率放大器发射极焊线电感变化的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线图；
图27A－27C是示出具有-/+10度、标称值(180度)和+/-10度的不同的输入信号相位不平衡变化的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线图；
图28A－28C是示出具有-/+30度、标称值(180度)和+/-30度的不同的输入信号相位不平衡变化的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线图；
图29A－29C是示出具有-/+0.5dB、标称值(0dB)和+/-0.5dB的不同的输入信号幅度不平衡变化的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线；
图30A－30C是示出具有-/+1.5dB、标称值(0dB)和+/-1.5dB的不同的输入信号幅度不平衡变化的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线；
图31A－31C是示出具有-/+1.5dB、标称值(0dB)和+/-1.5dB的不同的幅度不平衡变化的图16所示的准差分放大器电路的第一和第二放大器处的基极电压的时域电压波形的曲线图；
图32A－32C是示出具有-/+30度、标称值(180度)和+/-30度的不同的相位不平衡变化的图16所示的准差分放大器电路的第一和第二放大器处的基极电压的时域电压波形的曲线图；
图33A－33C是示出具有不同的集电极偏置电感器变化的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线图；
图34A－34C是示出具有不同的基极偏置电感器变化的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线图；
图35A－35C是示出具有不同的集电极电感值的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线图；
图36A－36C是示出具有不同的基极电感器值的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线图；以及
图37A－37C是示出具有不同的平衡-不平衡变换器扩展值的图16所示的准差分放大器电路的小信号S参数的曲线图。
在附图和具体实施方式中使用共同的参考数字指示相同的要素。
具体实施方式
本公开包含射频(RF)功率放大器的各种实施例。以下结合附图阐述的具体实施方式意欲作为这些电路的目前所预期的若干实施例的描述，并不意欲代表所公开的发明可被开发或使用的唯一形式。描述阐述了关于例示的实施例的功能与特征。然而，应理解，相同或同等功能可以通过意欲也被包含在本公开范围内的不同实施例实现。进一步理解，诸如第一、第二等的关系术语的使用仅用于区分一个实体与另一实体，而不是必须要求或暗示这种实体之间的任何实际的这种关系或顺序。
图1A说明了可与本公开的准差分RF功率放大器结合使用的平衡-不平衡变换器电路10的一个实施例。平衡-不平衡变换器电路10一般由包括第一差分端口12a和第二差分端口12b的差分端口12和单端端口14定义。此外，存在包括第一电感器L1和第二电感器L2的耦合电感器对。第一电感器L1的第一节点电连接到第一差分端口12a，而第一电感器L1的第二节点电连接到单端端口14。第二电感器L2的第一节点电连接到第二差分端口12b。接地电感器L3与一个电容器C2串联，电容器C2也与第二电感器L2的第二节点电连接。存在连接到第二电感器L2的第一节点和第二差分端口12b、以及第一电感L1的第二节点和单端端口14的电容器C1。可以选择上述组件的特定值以对应于以下进一步详细说明的性能特性。
平衡-不平衡变换器电路10被理解为将应用到差分端口12的差分信号转换为单端端口14上的输出。此外，平衡-不平衡变换器电路10将在差分端口12处的输入阻抗变换为在单端端口14处的不同输出阻抗。在一个差分端口12处的单端阻抗可能不同于在另一个端口处的单端阻抗。
图2的曲线图示出了如在图1B中呈现的示例的仿真测试配置中说明的平衡-不平衡变换器电路10的散射参数(S参数)。更具体地，具有连接到3dB功率分配器44的单端端口11。具有两个分配端口，其中一个连接到第一差分端口12a，另一个连接到180度移相器46，该移相器46又连接到第二差分端口12b。对下面的图和表中的端口1的引用被理解为指代单端端口11，端口2指代单端端口14。
第一曲线16a是输入的输入回波损耗S11，第二曲线16b是输出的输出回波损耗S22。此外，第三曲线16c和第四曲线16d是输入端口和输出端口之间的***损耗。此外，图3的史密斯图绘制出如图1B的仿真测试配置中所示的平衡-不平衡变换器电路10的输入和输出回波损耗。S11和S22分别作为第一曲线18a和第二曲线18b。如图所示，在示例性的中心工作频率2.45GHz(对应于2GHz的工业-科学-医疗/ISM频带)下，当差分端口12处的输入差分阻抗被选定为14欧姆且单端端口14处的输出阻抗被选定为10欧姆时，平衡-不平衡变换器电路10显示出良好的匹配特性。更具体地，第一和第二差分端口12a和12b的每一个可由单端晶体管级加负载在7欧姆，并被变换为10欧姆公共负载。应理解，具有与平衡-不平衡变换器电路10相关联的一些信号损耗，尽管剩余的到50欧姆负载的变换是来自于10欧姆，其具有较少损耗。
到差分端口12的输入信号优选地满足一些特性。输入电压以及输入电流的相位不平衡优选地被调整到尽可能低。在一个实施例中，相位不平衡小于五(5)度。此外，尽管在每一个差分端口12处的电压和电流水平不需要相等，但是由输入信号传递的总功率水平应该是尽可能彼此接近。优选地，每一个差分端口12处的功率水平的差值小于10％。
图4和图5分别绘制出给定固定频率和输入功率下在图1B示出的仿真测试配置下所评估的平衡-不平衡变换器电路10的各节点处的时域电压和电流波形。在所示的例子中，频率为2.45GHz而输入功率为+10dBm。图4的曲线图包括在第一差分端口12a处的电压信号的第一曲线20a和在第二差分端口12b处的电压信号的第二曲线20b。类似地，图5的曲线图包括在第一差分端口12a处的电流信号的第一曲线22a和在第二差分端口12b处的电流信号的第二曲线22b。如所示，在第一差分端口12a和第二差分端口12b之间，有近似1.36的很大电压幅度不平衡：对于第二差分端口12b的0.31834V的峰值电压，超过对于第一差分端口12a的0.23045V的峰值电压。也有近似1.4385的很大电流幅度不平衡：在第一差分端口12a处的43.41mA的峰值电流，在第二差分端口12b处的30.177mA的峰值电流。相位不平衡相对最小。
虽然关于电压和电流的幅度不平衡高，但是输入功率不平衡不高。例如，由Vmax*Imax/2或0.23045V*43.41mA/2给出的在第一差分端口12a处的功率是5.002mW。此外，在第二个差分端口12b处的功率，例如0.31834V*30.177mA/2是4.8033mW。在差分端口12处的总功率例如5.002mW+4.8033mW为9.805mW或9.914dBm。因此，给定10dBm的输入功率，这总计小于0.1dBm的输入功率损耗。这被理解为是归因于平衡-不平衡变换器电路10的小的阻抗不匹配。
根据下面将进一步详细描述的各种实施例，平衡-不平衡变换器电路10可与差分放大器一起使用用于合成信号。参考图6的示意图，根据本公开的一个实施例，平衡-不平衡变换器电路10被合并入准差分放大器电路24。一般来说，电路24包括从例如发射器接收输入信号的RF输入端口26。在一些配置中，发射器可以具有差分端口。如果发射器具有单端端口，则根据本公开的各种实施例，使用3dB功率分配器和180度移相器。电路24还包括可与天线连接的RF输出端口28。准差分放大器电路24由几个主要功能块组成，包括上述的平衡-不平衡变换器电路10、移相器网络30、第一放大器32、第二放大器34和输出匹配网络36。此外，有与第一放大器32和第二放大器34两者连接的基极偏置网络38和集电极偏置网络40。
电路24的一个实施例在第一放大器32中使用晶体管Q1，其中晶体管Q1的集电极通过放大器互连电感器L2-1连接到平衡-不平衡变换器电路10的第一差分端口12a。此外，第二放大器34包括晶体管Q2，其中晶体管Q2的集电极类似地连接到平衡-不平衡变换器电路10，具体地通过放大器互连电感器L2-2连接到平衡-不平衡变换器电路10的第二差分端口12b。电感器L2-1和L2-2二者可理解为小值的片上电感器或者短的互连金属线。
尽管本公开实施例中预期的是双极结型晶体管Q1、Q2，应该认识到这仅是作为示例而不是限制。不脱离本公开的范围，可以替换任何其他合适的晶体管类型，如场效应晶体管。在这方面，尽管参考的是晶体管的基极、集电极和发射极，但是将公开的双极结型晶体管替换为场效应晶体管将被理解为通过分别对栅极、源极和漏极的替换参考来实现。此外，第一放大器32和第二放大器34不需要被限制为所示的单晶体管配置，也可以使用诸如级联结构的其他配置。晶体管Q1和Q2连同准差分放大器电路24的其他组件可以在单个半导体裸片上或者使用分立组件实现。此外，诸如砷化镓(GaAs)、硅、双极结、异质结双极(HBT)、金属半导体场效应(MESFET)、金属氧化物半导体场效应(MOSFET)和其它的多种不同的半导体技术可用于制造中。
除与电感器L2-2串联连接外，晶体管Q2的集电极还与包括电感器L7和电容器C5的补偿网络42串联连接到第二差分端口12b。补偿网络42被理解为被调整用于抑制(reject)三次谐波频率分量。优选的三次谐波的抑制水平为大于60至70dB。这些组件还提供了附加的阻抗匹配功能，使晶体管Q1和Q2两者关于电流和电压是平衡的。
如上所示，平衡-不平衡变换器电路10具有连接到公共输出匹配网络36的单端端口14。输出匹配网络36经由RF输出端口28连接到负载，该负载作为示例具有50欧姆的阻抗。在进一步的细节中，输出匹配网络36可以包括用于提供从预定值到50欧姆负载阻抗的阻抗变换的电感器L4、L5、L6和电容器C3、C4。根据一个实施例，预定的阻抗可以是10欧姆。输出匹配网络36的特定组件的值，具体地说，电感器L4、L5和电容器C3的值被调整到使二次谐波频率分量的抑制最大化。优选地，二次谐波的抑制大于60至70dB。
集电极偏置网络40连接到晶体管Q1、Q2二者的集电极，具体地说，分别连接到放大器互连电感器L2-1和L2-2。集电极偏置网络40包括公共偏置电源V2和RF去耦电容器C8。具有一对耦合电感器L5-1和L5-2，其中电感器L5-1连接到电感器L2-1/晶体管Q1的集电极，电感器L5-2连接到电感器L2-2/晶体管Q2的集电极。耦合的电感器L5-1和L5-2被理解为提供在晶体管Q1、Q2的集电极与其余电路之间的附加的阻抗匹配。此外，这些电感用以平衡从晶体管输出的信号，并可以被调整用于补偿其他电路组件的变化和由制造过程、物理布局等导致的差异。
应用于RF输入端口26的输入信号被分离为传递到第一放大器32的第一分配信号和传递到第二放大器34的第二分配信号。第二分配信号相对于第一分配信号也有180度相移。分配和相移利用上述的包括分配器44和移位器46的移相网络30实现。分配器44被理解为传统的3dB分配器(诸如威尔金森类型等)，其具有与RF输入端口26连接的第一端口44a、第二端口44b和第三端口44c。第二端口44b连接到第一放大器32的输入，具体地通过电容器C1-1和电感器L1-1连接到晶体管Q1的基极。第三端口44c连接到移位器46的输入并传递到第二放大器34，即通过电容器C1-2和电感器L1-2连接到晶体管Q2的基极。
再次，电感器L1-1和L1-2被理解为小值的片上电感器或短的互连金属线。电容器C1-1和C1-2被选择用于将相应的放大器32、34与RF输入端口26阻抗匹配。沿着这些线，连接到晶体管Q1、Q2相应的发射极的接地电感器L3-1和L3-2具有被调整用于与输入信号源的附加的阻抗匹配的小的值。
晶体管Q1、Q2的每个基极连接到基极偏置网络38，其提供来自电压源V1的用于使能和禁用晶体管Q1、Q2的控制信号。电压源V1通过设置流经晶体管Q1、Q2的合适的电流水平的电阻器R1连接到另一对耦合电感器L4-1和L4-2。RF去耦电容器C7也连接到电阻器R1。耦合电感器L4-1连接到晶体管Q1的基极，具体地连接到在电容器C1-1和电感器L1-1之间的结点。耦合电感器L4-1和L4-2提供在晶体管Q1、Q2的基极与剩余电路之间的附加的阻抗匹配。这些电感器也用以平衡到晶体管的输入信号，并可以被调整用于补偿其他电路组件的变化和由制造过程、物理布局等导致的差异。在一个实现方式中，耦合电感器L4-1和L4-2(以及上述集电极偏置网络40的耦合电感器L5-1和L5-2)可以实现为片上的，并因此具有较低的占用面积(footprint)，允许减小整体裸片尺寸。基极偏置网络38还包括连接在耦合电感器L4-1和L4-2两端的电容器C6，用于与输入信号源的阻抗匹配。基极偏置网络38允许线性应用中的调制的信号的基带组件的短路，提高功率放大器链的整体线性度。尽管已经描述了基极偏置网络38的具体配置，但是可以不脱离本公开而替换诸如电流镜架构等的替代方式。
准差分放大器电路24一般特征可以为将网络与阻抗变换结合的异相放大器。此外，单一输入信号被分配并且分别地放大。两个分离的信号的功率以低阻抗水平被合成，阻抗与在输出前的最后阶段处的50欧姆负载匹配。预期准差分放大器电路24适合于非线性和线性应用两者，如将在下面进一步详细说明和描述的。具有归因于放大器电路24的上述特征的各种鲁棒性改进。例如，尽管有高度变化的负载阻抗，但是在晶体管Q1和Q2两端的集电极-发射极电压变化最小。此外，部分归因于组件值、装配、信号路由等的变化的输出信号参数的变化可以通过上述的附加的平衡电路组件而被最小化。
图7的曲线图说明了本公开的准差分放大器电路24的小信号S-参数。如图所示，具有输入反射系数S11的第一曲线48a、输出反射系数S22的第二曲线48b、以及正向增益S21的第三曲线48c和反向增益S12的第四曲线48d。在仿真示例中，输入信号是用于WiFi通信的2.4至2.5GHz频带的RF信号，偏置电源电压为3.3V。在中心工作频率，正向增益最大化，而输入和输出反射系数最小化。对于9欧姆的输入信号源阻抗和50欧姆的输出阻抗，图8的史密斯图绘制出S11和S22，显示对于图6所示的准差分放大器电路24在中心工作频率下的输入输出阻抗匹配。
电路24抑制在～4.9GHz范围内的二次谐波分量，如在第三曲线48c(正向增益)和第四曲线48d(反向增益)两者的第一抑制区域47a中所示。此外，电路24抑制在～7.4GHz范围内的三次谐波分量，如在第三曲线48c(正向增益)和第四曲线48d(反向增益)的第二抑制区域47b中所示。
图9的曲线图绘制出在一个范围的输入功率水平上从准差分放大器电路24的输出及其分量。不同的输入功率水平对应于x轴，第一曲线50a显示输出功率，第二曲线50b显示正向增益。如图所示，1dB压缩点(P1dB)为24.3dBm，对应于适用于WiFi功率放大器实现的高的线性功率水平。第三曲线50c是二次谐波信号分量的功率水平，第四曲线50d是三次谐波信号分量的功率水平，第五曲线50e是四次谐波信号分量的功率水平，第六曲线50f是五次谐波信号分量的功率水平，均以dBm给出。也绘制出-41.3dBm/MHz杂散发射限制(由美国联邦通讯委员会设定)的常数限制(constant limit)。预期二次和三次谐波信号分量对于包括最大线功率17dBm的整个输入功率范围小于-60dBm。此外，预期五次谐波信号分量对于相同的线性功率水平小于-55dBm。图10的曲线图示出在相同的输入功率水平范围内的DC电流消耗，并示出工作参数符合现有的单端解决方案。
在准差分放大器电路24的一个实施例中，四次谐波信号分量达到了上述的-41.3dBm/MHz的限制。可能将附加的四次谐波抑制并入到连接到RF输出端口28和天线的组件中。此外，天线本身可能有固有的四次谐波抑制特性。因为管理限制是依据dBm/MHz规定的，信号形式的细节可能不需要附加的四次谐波抑制。例如，诸如WiFi的那些的宽带输出信号，即使在指定的功率水平下，可能不会达到四次谐波输出限制。在任何速率下，直到1dB压缩点的所有谐波信号分量的抑制远低于这个限制，尤其是对于WiFi信号。
图11和图12的曲线图是在功率放大器电路24的输入处功率为+10dBm在2.45GHz对于仿真输入信号的时域中的电压和电流波形的曲线。参考图11，第一曲线52a是晶体管Q1的集电极-发射极电压曲线，且第二曲线52b是晶体管Q2的集电极-发射极电压曲线。沿着这些线，参考图12，第一曲线54a是晶体管Q1的集电极电流曲线，第二曲线54b是晶体管Q2的集电极电流曲线。尽管有较大的电压和电流幅度不平衡，但是电压和电流的形状以及每个晶体管Q1和Q2的电压和电流的具体水平是类似的。因此，可以预见电路24类似于包括适当的输出信号合成电路的真正的差分放大器。
图13A和图13B是在2.45GHz的中心工作频率下输入功率分别10dBm和18dBm下在晶体管Q1和Q2的集电极和发射极之间的动态负载线曲线图。更具体地，图13A中描述的仿真是诸如802.11g/n/ac的近似为17dBm的高度线性数据速率WiFi信号，而13B中描述的仿真是诸如802.11b的近似为24dBm的低数据速率WiFi信号。在电压驻波比(VSWR)为10:1，相位从0到360度变化的情况下，晶体管Q1和Q2带载期间的集电极-发射极端间的绝对最大电压幅度之差相比于50欧姆负载高出小于20％。图13A和图13B的曲线图绘出每30度步幅的负载相位。然而在单端放大器中，相同的负载VSWR变化可以很容易使晶体管的集电极和发射极之间的电压加倍，在本公开的放大器电路24中，晶体管端子间的最大电压大幅地减少。因此，功率放大器的可靠性提高。
图14的曲线图描述了准差分放大器电路24的多频率输入功率扫描。输入频率或音调(toner)具有由6MHz分隔开的载波信号，且三阶调制失真功率在图中以dBm绘制出。对于WiFi(802.11g/n)正交频分多路复用(OFDM)的最大线功率被理解为如仿真中所示的大于19dBm。此外，如图15的曲线图中所示，在线性输出功率20.6dBm下的总电流消耗为123.6mA。
正如上面简要提到的，图6中描述的准差分放大器电路24呈现出可能受益于进一步改进的四次和五次谐波抑制特性。图16描述了预期为此的另一个实施例56。再次，准差分放大器电路56一般由RF输入端口26和RF输出端口28构成。此外，并入了相同的移相器网络30以将输入信号分离成两个信号，其中一个信号180度异相。一般分别由晶体管Q1和Q2构成的相同的第一放大器32和第二放大器34接到移相器网络30的两个输出。基极偏置网络38相同且连接到每个放大器32、34，集电极偏置网络40也相同且连接到每个放大器32、34。第一放大器32的输出(晶体管Q1的集电极)连接到相同配置的平衡-不平衡变换器电路10，具体地连接到其第一差分端口12a。第二放大器34的输出(晶体管Q2的集电极)通过相同的补偿网络42连接到平衡-不平衡变换器电路10的第二差分端口12b。
平衡-不平衡变换器电路10的单端端口14如同前面描述的实施例那样连接到输出匹配网络36，且其输出进而连接到RF输出端口28。然而，存在对输出匹配网络36的修改，包括将电容器C9与电感器L4并联连接。电容器C9连同电感器L4被调整用于抑制四次谐波信号分量。沿着这些线，有连接到第二差分端口12b和第一差分端口12a的电容器C10，其被调整用于抑制五次谐波信号分量。由电感器L7和电容器C5构成的补偿网络的42继续被调整用于抑制三次谐波信号分量。同样地，电感器L4和L5连同电容器C3被调整用于抑制二次谐波信号分量。
参考图17、图18、图19和图20中的各个曲线图，仿真准差分放大器电路56的第二实施例的性能。结果基本上类似于以上讨论的第一实施例24的结果，但具有四次和五次谐波抑制特性的明显改进。如图21和图22的曲线图中所示，添加四次和五次谐波抑制组件，例如电容器C9和C10，电路56的线性性能保持不变。在线性输出功率20.6dBm下的总电流消耗是124mA。准差分放大器电路56的性能在2.4GHz至2.5GHz的工作频率范围上保持相同，如图23A-23C中的曲线图所示。
沿着这些线，也仿真了不同的电路组件中的变化。预期响应于归因于制造技术、装配、互连的路由等等的组件值差异，预期工作参数只有小的变化。
图24A-24C的曲线图说明对于不同的二次谐波焊线电感变化的谐波抑制，其中图24A指向-10％的变化，图24B指向标称值，图24C指向+10％的变化。应理解这些变化导致0.01dB最大总增益变化，而线性度(P1dB)变化小于0.1dB。此外，直到+20dBm输出功率的所有谐波信号分量小于-50dBm。
图25A-25C的曲线图说明对于不同的平衡-不平衡变换器接地焊线电感变化的谐波抑制，其中图25A指向-10％的变化，图25B指向标称值，图25C指向+10％的变化。应理解这些变化导致0.1dB的最大总增益变化，而线性度(P1dB)变化小于0.1dB。直到+20dBm输出功率的所有谐波信号分量小于-56dBm。
图26A-26C的曲线图说明对于不同的功率放大器发射极焊线电感变化的谐波抑制，其中图26A指向-10％的变化，图26B指向标称值，图26C指向+10％的变化。应理解这些变化导致0.6dB的最大总增益变化，而线性度(P1dB)变化小于0.2dB。直到+20dBm输出功率的所有谐波信号分量小于-56dBm。
图27A-27C的曲线图说明对于不同的输入信号相位不平衡变化的谐波抑制，其中图27A指向-/+10度的变化，图27B指向标称值(180度)，图27C指向+/-10度的变化。如图所示，直到+20dBm的输出功率，20度的输入信号相位不平衡绝对差异导致对准差分放大器电路56的包括谐波抑制的工作特性有小的影响。
图28A-28C的曲线图说明对于不同的输入信号相位不平衡变化的谐波抑制，其中图28A指向-/+30度的变化，图28B指向标称值(180度)，图28C指向+/-30度的变化。60度的输入信号相位不平衡绝对差异导致最大0.3dB的总增变化，而线性度(P1dB)变化小于0.3dB。直到+20dBm的输出功率，所有谐波信号保持小于-46dBm。
图29A-29C的曲线图说明对于不同的输入信号幅度不平衡变化的谐波抑制，其中图29A指向-/+0.5dB的变化，图29B指向标称值(0dB)，图29C指向+/-0.5dB的变化。1dB的输入信号幅度不平衡绝对差异对准差分放大器电路56的工作性能具有最小的影响。
图30A-30C的曲线图说明对于不同的输入信号幅度不平衡变化的谐波抑制，其中图30A指向-/+1.5dB的变化，图30B指向标称值(0dB)，图30C指向+/-1.5dB的变化。3dB的输入信号幅度不平衡绝对差异导致最大0.2dB的总增益变化，而线性度(P1dB)变化小于0.2dB。直到+20dBm的输出功率，所有谐波保持小于-49dBm。
图31A-31C的曲线图为对于不同信号幅度不平衡变化的晶体管Q1和Q2的基极电压，其中图31A指向-/+1.5dB的变化，图31B指向标称值(0dB)，图31C指向+/-1.5dB的变化。3dB的幅度不平衡绝对差异导致在晶体管Q1和Q2的基极处的6％或近似0.5dB的信号电压差异。输入信号的总功率被理解为在信号幅度不平衡的所有三个变化之间保持相同。
图32A-32C的曲线图为对于不同信号相位不平衡变化的晶体管Q1和Q2的基极电压，其中图32A指向-/+30度的变化，图32B指向标称值(0度)，图32C指向+/-30度的变化。60度的幅度不平衡绝对差异导致在晶体管Q1和Q2的基极处的6％或近似0.5dB的信号电压差异。输入信号的总功率被理解为在信号相位不平衡的所有三个变化之间保持相同。
图33A-33C的曲线图说明对于不同的VCC偏置电感器变化的谐波抑制，其中图33A指向具有-10％的变化的第一耦合电感器L5-1和具有+10％的变化的第二耦合电感器L5-2，图33B指向对于两个电感器的标称值，图33C指向具有+10％的变化的第一耦合电感器L5-1和具有-10％的变化的第二耦合电感器L5-2。应理解在20％的绝对差异时，呈现出0.1dB的最大总增益变化，而线性度(P1dB)保持相同。直到+20dBm的输出功率，所有谐波信号分量小于-50dBm。
图34A-34C的曲线图说明对于不同的基极偏置电感器变化的谐波抑制，其中图34A指向具有-10％的变化的第一耦合电感器L4-和具有+10％的变化的第二耦合电感器L4-2，图34B指向对于两个电感器的标称值，图34C指向具有+10％的变化的第一耦合电感器L4-1和具有-10％的变化的第二耦合电感器L4-2。应理解在20％的绝对差异时，呈现出0.03dB的最大总增益变化，而线性度(P1dB)保持相同。直到+20dBm的输出功率，所有谐波信号分量小于-50dBm。
图35A-35C的曲线图说明对于不同的集电极电感器变化的谐波抑制，其中图35A指向值为0.3nH的第一集电极电感器L2-1和值为0.1nH的第二集电极电感器L2-2，图35B指向对于两个集电极电感器的值为0.1nH，图35C指向值为0.1nH的第一集电极电感器L2-1和值为0.3nH的第二集电极电感器L2-2。应理解在有0.2nH的增加时，呈现出0.05dB的最大总增益变化，而线性度(P1dB)变化小于0.3dB。直到+20dBm的输出功率，所有谐波信号分量小于-47dBm。
图36A-36C的曲线图说明对于不同的基极电感器变化的谐波抑制，其中图36A指向值为0.45nH的第一基极电感器L1-1和值为0.25nH的第二基极电感器L1-2，图36B指向对于两个基极电感器的值为0.25nH，图36C指向值为0.25nH的第一基极电感器L1-1和值为0.45nH的第二基极电感器L1-2。应理解在有0.2nH的增加时，呈现出0.05dB的最大总增益变化，而线性度(P1dB)变化小于0.1dB。直到+20dBm的输出功率，所有谐波信号分量小于-45dBm。
图37A-37C的曲线图说明对于不同的平衡-不平衡变换器扩展电感器变化的谐波抑制，其中图37A指向值为0.15nH的上部平衡-不平衡变换器扩展电感器，图37B指向对于两个平衡-不平衡变换器扩展电感器的值为0nH，图37C指向值为0.15nH的第二平衡-不平衡变换器扩展电感器。应理解在有0.15nH的增加时，呈现出0.1dB的最大总增益变化，而线性度(P1dB)变化小于0.3dB。直到+20dBm的输出功率，所有谐波信号分量小于-50dBm。
电路56对负载VSWR在输出信号宽的范围内的变化具有鲁棒性。例如，随着VSWR变化高达10:1的比率时，在晶体管集电极和发射极之间的最大电压摆动的增加小于20％。
这里示出的细节是通过示例的方式并且目的仅在于对平衡-不平衡变换器电路和准差分放大器电路的实施例的说明性讨论，并且为了提供被认为是最有用的和最容易理解的原理和概念方面的说明而提出。在这方面，没有尝试以比必要的更多的特别性来示出细节，结合附图的说明使本领域的技术人员清楚本公开的各种形式如何可以体现在实践中。

Claims (29)

1.一种平衡-不平衡变换器电路，包括：
单端端口；
第一差分端口；
第二差分端口；
第一耦合电感器和第二耦合电感器对，所述第一耦合电感器电连接到所述第一差分端口和所述单端端口，所述第二耦合电感器电连接到所述第二差分端口；
电连接到所述第一耦合电感器和所述第二耦合电感器的第一电容器；
电连接到所述第二耦合电感器的第二电容器；
与所述第二电容器串行电耦合的接地电感器；
其中，馈送到所述第一差分端口和所述第二差分端口的差分信号被转换为从所述单端端口输出的单一信号，所述单端端口的公共输出阻抗是从所述第一差分端口和第二差分端口的输入阻抗变换的。
2.如权利要求1所述的平衡-不平衡变换器电路，其中所述差分信号的电压分量和电流分量的相位被调整至预定的最小值。
3.如权利要求2所述的平衡-不平衡变换器电路，其中所述预定的最小值为小于5度。
4.如权利要求1所述的平衡-不平衡变换器电路，其中传递到所述第一差分端口和第二差分端口的总功率水平在彼此的预定的百分比内。
5.如权利要求4所述的平衡-不平衡变换器电路，其中所述预定的百分比为小于10％。
6.如权利要求1所述的平衡-不平衡变换器电路，其中：
所述单端端口的公共输出阻抗是十(10)欧姆；
所述第一差分端口的输入阻抗是七(7)欧姆；以及
所述第二差分端口的输入阻抗是七(7)欧姆。
7.一种准差分放大器电路，包括：
输入端口；
输出端口；
具有连接到所述输入端口的第一端口并具有第二端口和第三端口的移相器网络；
具有连接到所述移相器网络的第二端口的输入并具有输出的第一放大器；
具有连接到所述移相器网络的第三端口的输入并具有输出的第二放大器；
平衡-不平衡变换器电路，包含连接到所述第一放大器的输出的第一差分端口、连接到所述第二放大器的输出的第二差分端口、以及单端端口；以及
连接到所述平衡-不平衡变换器电路的单端端口和所述输出端口的输出匹配网络。
8.如权利要求7所述的准差分放大器，其中平衡-不平衡变换器电路包括：
第一耦合电感器和第二耦合电感器的第一对，所述第一耦合电感器电连接到所述第一差分端口和所述单端端口，所述第二耦合电感器电连接到所述第二差分端口；
电连接到所述第一耦合电感器和所述第二耦合电感器的第一电容器；
电连接到所述第二耦合电感器的第二电容器；
与所述第二电容器串行电耦合的接地电感器；
其中，从所述第一放大器和第二放大器的相应一个馈送到所述第一差分端口和所述第二差分端口的差分信号被转换为从所述单端端口输出的单一信号，所述单端端口的公共输出阻抗是从所述第一差分端口和第二差分端口的输入阻抗变换的。
9.如权利要求7所述的准差分放大器，进一步包括：
连接到所述第一放大器的输出和所述平衡-不平衡变换器电路的第一差分端口的第一放大器互连电感器。
10.如权利要求9所述的准差分放大器，其中所述第一放大器互连电感器是小值的片上电感器。
11.如权利要求9所述的准差分放大器，其中所述第一放大器互连电感器是互连线。
12.如权利要求7所述的准差分放大器，进一步包括：
连接到所述第二放大器的输出和所述平衡-不平衡变换器电路的第二差分端口的补偿网络。
13.如权利要求12所述的准差分放大器，进一步包括：
连接到所述第二放大器的输出和所述补偿网络的第二放大器互连电感器。
14.如权利要求12所述的准差分放大器，其中所述补偿网络被调整用于抑制三次谐波信号分量。
15.如权利要求7所述的准差分放大器，其中所述输出匹配网络将输出阻抗从初始预定值变换至最终预定值。
16.如权利要求15所述的准差分放大器，其中所述输出阻抗的最终预定值为五十(50)欧姆。
17.如权利要求7所述的准差分放大器，其中所述输出匹配网络被调整用于抑制二次谐波信号分量。
18.如权利要求17所述的准差分放大器，其中所述输出匹配网路包括被调整用于抑制二次谐波信号分量的第一网络段和被调整用于抑制四次谐波信号分量的第二网络段。
19.如权利要求7所述的准差分放大器，进一步包括：
连接到所述平衡-不平衡变换器电路的第一差分端口和所述平衡-不平衡变换器电路的第二差分端口的谐波抑制组件。
20.如权利要求19所述的准差分放大器，其中所述谐波抑制组件被调整用于抑制五次谐波信号分量。
21.如权利要求7所述的准差分放大器，进一步包括：
连接到所述第一放大器和所述第二放大器的第一公共偏置电源。
22.如权利要求21所述的准差分放大器，其中所述第一公共偏置电源包括连接到耦合电感器对的电压源，其中所述耦合电感器的第一个连接到所述第一放大器，所述耦合电感器的第二个连接到所述第二放大器。
23.如权利要求7所述的准差分放大器，进一步包括：
连接到所述第一放大器和所述第二放大器的第二公共偏置电源。
24.如权利要求23所述的准差分放大器，其中所述第二公共偏置电源包括连接到耦合电感器对的控制信号源，其中所述耦合电感器的第一个连接到所述第一放大器，所述耦合电感器的第二个连接到所述第二放大器。
25.如权利要求24所述的准差分放大器，进一步包括：
连接到所述耦合电感器的所述第一个和所述耦合电感器的所述第二个的匹配电容器。
26.如权利要求7所述的准差分放大器，其中所述第一放大器和所述第二放大器每一个包含具有基极、集电极和发射极的双极结型晶体管。
27.如权利要求7所述的准差分放大器，其中所述第一放大器和所述第二放大器每一个包含具有栅极、源极和漏极的场效应晶体管。
28.如权利要求7所述的准差分放大器，其中所述第一放大器和所述第二放大器中的任一个或这两者具有级联配置。
29.如权利要求7所述的准差分放大器，其中移相器网络包括：
具有连接到所述移相器网络的第一端口的公共端、连接到所述移相器网络的第二端口的第一分配端并且具有第二分配端的分配器；
具有连接到所述分配器的第二分配端的第一端和连接到所述移相器网络的第三端口的第二端的移位器。
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