CN101180792A - 高功率效率的集成多赫尔蒂型放大器结构 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及集成多赫尔蒂型放大器结构和用于这种结构的放大方法，其中将集总元件混合功率分配器(12)配置用于将主放大器级和峰值放大器级(20、30、40)的输入信号按照预定相移和不相等分配比率进行划分，并且至少一个宽带集总元件伪线(Z1、Z2)与宽带补偿电路进行结合，用于接收所述第一已放大信号，并且用于将所述预定相移应用于所述第一已放大信号及其高次谐波。从而，通过在输入处提供不相等功率划分对峰值放大器的低增益进行补偿。此外，集总元件混合功率分配器的使用导致改善了主放大器和峰值放大器的输入端口之间的隔离，减小了输出信号的最终失真。
Description
技术领域
本发明涉及集成多赫尔蒂型(Doherty)放大器结构和用于对这种多赫尔蒂型放大器结构的输入信号进行放大的方法。
背景技术
近年来，强烈的需要改进用于无线通信的功率放大器的效率。多赫尔蒂技术的使用允许在输入功率的较宽变化范围内维持功率放大器的效率。多赫尔蒂放大器首先由W.H.Doherty在1936年提出，并且在1936年9月的Proceedings of the Institute of Radio Engineers，Vol.24，No.9的W.H.Doherty的标题为“A New High Efficiency Power AmplifierFor Modulated Waves”的技术论文中进行了讨论。最初用于低到中频调幅广播发射机，可以修改并且更新所建议的方案以增加高频功率放大器的效率。
在传统的放大器中在效率和输入驱动水平之间存在直接关系。因此，直到高频输入功率变得足够高以将放大器驱动至饱和为止，不会获得高效率。因为在多载体通信***中放大器必须尽可能地保持线性以便避免互调失真，不能使用高效率的该范围。
通过使第一放大器(主放大器或载波放大器)操作在其中输出开始饱和并且获得最高线性效率的点，多赫尔蒂放大器方案实现了高的线性效率。此外，使用第二放大器(峰值放大器或辅助放大器)影响第一放大器，使得当将第一放大器驱动至超过该饱和点时可以维持总线性度。可以将所述多赫尔蒂放大器的操作划分为两个主要区域。在第一区域中，输入功率小于峰值放大器的阈值，并且只有载波放大器向负载提供输出功率，其中通过其操作模式来确定效率，即AB类、B类、F类或E类，所述操作模式限定了放大器的偏置工作点的位置。当输入驱动电压或功率进一步增加到刚好载波放大器变为饱和之前的水平时，即获得峰值效率的点，峰值放大器开始操作，并且该标志是第二区域的开始。通过四分之一波长转换器的连接，通过峰值放大器提供的功率有效地减小了通过载波放大器所观看的输出负载阻抗。该阻抗减小使得载波放大器能够在维持电压饱和的同时向负载递送更多功率。按照这种方式，贯穿整个区域维持了载波放大器以及因此的总多赫尔蒂放大器的最大效率，直到峰值放大器达到饱和。然而，通常是针对峰值放大器情况，尤其当在C类操作模式(其中偏置设置导电角小于180°)下使用时功率器件的可变输入阻抗导致依赖于功率水平的幅度和相位失真，这对于诸如宽带码分多址接入(WCDMA)通信***之类的代码复用***是非常有害的。另外，可变输入阻抗导致从操作于峰值的功率器件和主放大器的输入的功率反射，并且这导致不需要的相互影响或耦合效应。
一方面，多赫尔蒂技术要求在载体(或主要)和峰值放大器中使用类似的器件以提供最好的线性度，而另一方面，两个功率器件操作于不同的模式，例如主放大器处于AB类而峰值放大器处于C类，引起功率增益的较大差别。因此，多赫尔蒂放大器的特征包括其中增益开始下降的功率范围，并且由于操作于C类的峰值放大器具有较低的增益以及主放大器输出处的负载阻抗由于多赫尔蒂原理而下降的事实，因此引入了基于输入幅度调制的增加的输出幅度调制(即，AM-AM失真)。
多赫尔蒂放大器的另一个瓶颈是由在多赫尔蒂放大器的输入和输出处所要求的90°的线产生的，这引起有限的操作频带。
考虑到以上缺点，要求改善多赫尔蒂性能以实现峰值放大器和主放大器的输入端口之间以及共同多赫尔蒂输入与峰值放大器和主放大器各自的输入之间的电隔离。另外，施加到主放大器和峰值放大器输入的两个信号之间的宽带90°相差是理想的。
此外，因为多赫尔蒂放大器技术特别专注于宽带蜂窝通信***，可以用作移动电话输出放大器并且可以经受住输出一侧上严重的阻抗失配(例如，1∶10的电压驻波比(VSWR))的集成方案(MMIC)是理想的。
在C.Tongchoi等人2003年的IEEE的I-445至I-448页的文章“Lumped Element Based Doherty Power Amplifier Topology CMOSProcess”中，描述了一种CMOS(互补金属氧化物半导体)微波多赫尔蒂功率放大器，在宽范围的输出功率上维持较高的功率添加效率。该实现是基于AB类和C类CMOS功率放大器的组合，其中使用针对高效率和紧密设计的集总元件LC等价物来实现四分之一波长转换器。此外，为了使固有的高衬底损耗最小化并且进一步地增加集成水平，将输入信号相等地但是相位相差90°地分配到主放大器和峰值放大器的正交3-dB混合电路也用其集总等价物来代替。具体地，将四分之一波长转换器和支线耦合器用由串联电感器和并联电容器组成的π型集总元件等价电路来表示，这提供了以下优势：可以将与接合焊盘和封装有关联的不可避免的寄生电容吸收到并联电容器中。建议所述电容器是正方形金属-绝缘体-金属(MIM)结构，而建议全部电感器是集成的平面螺旋形电感器。
然而，以上文献没有解决由于多赫尔蒂放大器结构中的主放大器和峰值放大器的可变输入阻抗和可变输出负载导致的相互耦合产生的以上问题。
发明内容
因此，本发明的目的是提出一种改进的多赫尔蒂放大器结构，据此可以获得具有任意功率分配的全部端口之间的高隔离度和已分配信号之间的宽带90°相移的紧凑设计。
该目的是通过如权利要求1中所述的集成多赫尔蒂型放大器结构和如权利要求14中所述的对输入信号进行放大的方法来实现的。
因此，通过在输入处提供不相等的功率划分来补偿峰值放大器的较低增益。此外，集总元件混合功率分配器的使用导致主放大器和峰值放大器的输入端口之间改善的隔离。此外，混合功率分配器可以提供在主放大器和峰值放大器之间所需的功率分布，以从而使线性度相对于效率进行优化。
集总元件混合功率分配器装置包括电感器，并且主放大器级和峰值放大器级包括补偿电路，用于增加所述主放大器级和峰值放大器级的输入阻抗。
主放大器级和峰值放大器级可以包括双极型元件、金属氧化物半导体、场效应晶体管/MOS或LDMOST/和HBT元件的至少一个。全部这些元件确保可以将所建议的多赫尔蒂放大器结构保持尺寸紧凑。
可以利用接合线(bond wire)或沉积(deposited)的电感和电容来建立集总元件混合功率分配装置。接合线的使用提供避免集总元件中的功率损耗的优势。另一方面，沉积电容的使用提供可以考虑或集成寄生电容作为集总元件的一部分的优势。通常，所述方案用于缩小用于集成的电路尺寸。
主放大器和峰值放大器级可以包括输出补偿电路，用于补偿基频及其奇数倍数时(例如基频的三倍时)的寄生输出电容。该方法用于抑制放大器结构的输出处的基频的谐波频率。此外，输出补偿电路可以适用于在基频的偶数倍数处提供显著减小的阻抗。具体地，输出补偿电路可以包括两个电感器和两个电容器或其等价物。输出补偿电路的电感器可以至少部分地由接合线构成。再次，这提供了减小的功率损耗的优势，尤其在基频的高次谐波处。
另外，主放大器级和至少一个峰值放大器级可以在其输出处经由作为四分之一波长转换线的集总元件伪线(artificial line)来连接。传输线的集总元件等价物提供了宽范围的特征阻抗，而不会影响所需的面积。具体地，集总元件伪线包括两个或更多电感耦合线以及一个或更多电容器，所述一个或更多电容器的一端连接到两条所述电感耦合线的公共点，另一端连接到基准电势。
可以将集总元件混合功率分配器装置配置用于提供任意功率分配处的全部端口之间的隔离，并且基本上维持宽频率范围上第一和至少一个第二信号之间的预定相移。从而，可以防止主放大器级和峰值放大器级的输入端口之间的交叉耦合。具体地，集总元件混合功率分配器在每一个输入端口处包括：相应的串联电感器和两个第一并联电容器，所述电容器在其一端经由串联电感器彼此相连，并且在其另一端处与基准电势相连；以及两个第二并联电容器，分别与相应串联电感器的末端相连。
附图说明
现在将参考附图，基于优选实施例来描述本发明，其中：
图1示出了根据优选实施例的多赫尔蒂型放大器结构的示意性方框图；
图2示出了根据本发明实施例的多赫尔蒂放大器的实施例；
图3示出了根据本发明实施例的多赫尔蒂放大器的模型；
图4示出了根据优选实施例的具有两个并联峰值放大器的多赫尔蒂型放大器结构的示意性电路图；
图5示出了根据优选实施例的具有不相等功率分配的集总元件混合耦合器的电路图；
图6示出了图3的集总元件混合耦合器的实现示例；
图7示出了根据优选实施例的集成多赫尔蒂放大器结构的输出电路；
图8示出了在根据优选实施例的输出电路中使用的补偿电路；
图9示出了输出电路阻抗的实部和虚部的谱图；
图10示出了根据优选实施例的λ/4传输线的集总元件等价物的第一实现示例；
图11示出了根据优选实施例的λ/4传输线的集总元件等价物的第二实现示例；
图12示出了λ/4传输线的集总元件等价物的阻抗和相位图；
图13示出了具有根据优选实施例的输出匹配电路的功率晶体管的一个单元设计的示例；以及
图14示出了根据优选实施例的主放大器和峰值放大器的设计示例。
具体实施方式
现在将结合MMIC(单片微波集成电路)技术来描述优选实施例，所述MMIC技术可用于无线***或任意其他射频(RF)***的收发机设计。与增加的性能相结合，MMIC技术的应用已经使得能够实现微波和毫米波***的小型化。
在诸如根据IEEE802.11(a)/(g)标准的WCDMA、CDMA2000或无线局域网(WLAN)***之类的新兴无线***的移动RF收发机中，在发射机级使用功率放大器，其中在将已调制的RF信号提供给用于无线传输的天线之前对其进行放大。这些功率放大器是这些RF收发机功耗最大的部分。使用多赫尔蒂型放大器结构，可以提供高效率的功率放大器。
在根据优选实施例的功率放大器结构中，使用多赫尔蒂型结构，其中通过使用集总元件来代替诸如功率分配器和传输线那样的分布式电路来为了集成而减小电路尺寸。另外，使用电感耦合以增加电感值，并且使用输出寄生电容作为集总元件伪线的一部分。此外，为了避免集总元件中的功率损耗并且在包括基本信号的2fo、…、nfo谐波的宽频带中提供可靠的特征阻抗，建议使用接合线作为电感。接合线提供了非常高的寄生并联谐振频率，例如15GHz以上，作为适用于建立RF传输线的宽带集总元件等价物的集总电感。
图1示出了多赫尔蒂型放大器结构的示意性方框，其中将在输入端子5处接收到的输入信号提供给输入网络10，在所述输入网络10中提供集总元件混合功率分配器，用于将输入信号划分到载波放大器或主放大器20以及至少一个峰值放大器30、40。在图1的该示例中，将两个峰值放大器30、40用于支持主放大器20的操作。将主放大器20和两个峰值放大器30、40的输出信号提供给输出网络，所述输出网络包括其个数与峰值放大器30、40的个数相对应的预定个数的集总元件伪线。因此，在图1的该示例中，将两个集总元件伪线设置在输出网络50中。输出网络50用于将主放大器和峰值放大器的输出信号进行组合，以便产生提供给输出端子15的单个放大输出信号。
为了补偿可能操作于C类模式(即在负输入偏置时)的峰值放大器30、40的低增益，在输入电路10中执行不相等功率划分。另外，为了减小峰值放大器30、40的可变输入阻抗的影响，在输入网络10中使用混合电路以提供输入网络10的各端口之间的增强隔离。
可以通过在主放大器和峰值放大器20、30和40的输入处使用相位控制并且使用动态偏置电压来控制峰值放大器30、40，来优化多赫尔蒂型放大器结构的线性度对效率特征。可以通过在输入网络10的混合电路处建立不相等功率分配来提供所需的功率分布。
图2示出了根据本发明实施例的多赫尔蒂放大器的实施例。所述放大器包括主放大器(主)和经由集总元件Lps与输入信号相连的峰值放大器。每一个放大器均包括其输入端子处的补偿电路Lc，分别用于增加主放大器和峰值放大器的输入阻抗。FET或LDMOST功率器件提供相对较低的输入阻抗，这从而确定了对于它们的操作带宽的限制。例如，40W的LDMOST功率晶体管具有0.25欧姆左右的输入阻抗实部。FET功率器件是依赖于它们的栅极源极电容(Cgs)上的电压幅度的压控器件装置。使用用于提供操作频率处的并联类型谐振的并联电感Lc来实现提供相对较高阻抗的功率FFT的最好输入匹配。可以通过影响电路Lc、Cgs、Cd的谐振频率的附加电容器Cd来进一步地控制栅极-源极电容器Cgs两端的电压。
图3示出了根据本发明实施例的多赫尔蒂放大器的模型。在图2中，补偿电感器Lc的一端和基准端子之间的电容器将所述末端并进而将晶体管栅极从所述基准端子去耦。因此，在图3中表示的模型中，所述电容器不再示出。
图4示出了MMIC技术中的以上两极集成多赫尔蒂型放大器的电路图。输入网络10由两个集总元件混合耦合器12组成，每一个均具有两个输入和两个输出端口。每一个混合耦合器12的上部输入端口经由预定的负载电阻器接地，所述负载电阻器可以与线路***(例如带状线或微带***)的特征阻抗相对应。输入端口5处的输入信号被提供给第一混合耦合器12的下部输入端口，第一混合耦合器12的上部输出端口按照0°相移与主放大器20相连，而其下部输出端口按照90°相移与第二混合耦合器12的下部输入端口相连。第二混合耦合器12的上部输出端口按照90°相移与第一峰值放大器30相连，而第二混合耦合器12的下部输出端口按照180°的相移与第二峰值放大器40相连。具有两个混合耦合器12的功率分布网络可以在主放大器20和峰值放大器30、40之间提供任意功率分配，这允许多赫尔蒂性能优化中的灵活性。
在再次对主放大器20和峰值放大器30、40的输出信号进行组合之前，通过两个串联连接的λ/4传输线Z1和Z2来相位匹配主放大器20的输出信号，其后将峰值放大器30和40的各个输出信号与主放大器20的适当延迟的输出信号进行组合，以产生在输出端口15处可用的已组合输出信号。
主放大器20和两个峰值放大器30、40每一个均可以包括双极型技术、MOS(金属氧化物半导体)技术、LDMOST(侧向缓和金属氧化物半导体晶体管)技术、FET(场效应晶体管)技术、或HBT(异质结双极型晶体管)技术中的功率器件。LDMOST技术与其他半导体技术相比提供高增益和良好的线性度。然而，像WCDMA那样的复杂调制方案使得器件针对线性度的进一步改进是理想的。因此，所建议的多赫尔蒂型放大器结构提高了上述LDMOST技术或其他RF功率器件技术的性能。例如，可以使用HBT MMIC功率器件，其中异质结增加了击穿电压并且使结之间的泄漏电流最小化。
图5示出了图4的混合耦合器12的集总元件结构。根据图5，混合耦合器1 2包括连接在两个输入端口和两个输出端口之间的并联电容器C3和C4，其中使用输入端口之一(图5中的下部输入端口和图4中的上部输入端口)作为与外部负载相连的端接端口。该外部负载减轻了功率耗散约束，因为与在同相分配器/组合器的情况下一样，失配衍生功率不必是内部耗散的。与两个输入侧端口和两个输出侧端口并联的电容器C3和C4分别经由第一串联电感器L1在其上部末端处相连、并且经由第二串联电感器L2在其下部末端处相连。每一个端口经由第三并联电容器C1、C2、C5和C6与地或者任意其他合适的电势相连。利用这种结构，可以在第一和第二输出端口处提供任意的(特别是不相等的)功率分配，而这两个输出端口处的输出信号之间的相移在宽频率范围内保持恒定的90°。此外，还可以在宽频率范围内实现两个输出端口之间的高隔离度。从而，可以提供主放大器20和峰值放大器30和40之间的所需功率分配，而可以保持输入反射损耗较低。当然，该优势在只具有一个峰值放大器(例如上部峰值放大器30)的单级多赫尔蒂型放大器的情况下也可以实现。
图6示出了图5的集总元件混合结构的MMIC实现示例。将输入信号提供给图5左侧的端子，其中盘状结构与电容器C1至C6相对应，而粗线与接合电感器L1和L2相对应。重叠的盘状结构与连接接合电感器L1和L2的各个端点的电容器C3和C4相对应。上部接合电感器L1向与主放大器20的输入端子相连的0°端口提供输入信号的第一部分。下部接合电感器L2向与第一峰值放大器30的输入端子相连的90°端口提供输入信号的第二部分。这样可以实现紧凑的电路设计。
图7示出了用于集成多赫尔蒂放大器的输出网络50的示意性电路图。如可以从图7中得到的，将专用补偿电路55和57设置在主放大器20和峰值放大器30、40的各个功率器件的输出处。第一补偿电路55用于具体是在基频fo及其奇数倍频(例如3fo)处对功率器件的输出处的输出电容Co进行补偿。这两个集总元件传输线Z1和Z2适于表现出基频fo处的所需Zo和λ/4波长线路特征、2fo处的λ/2波长线路性质和3fo处的λ3/4波长线路性能。结合输出处的这些集总元件传输线Z1、Z2和负载阻抗ZL，第一补偿电路55用于提供与基频fo处的特征阻抗Zo相对应的阻抗Z、与2fo处的短路相对应的小阻抗、与3fo处的开路相对应的高阻抗。这在图5的左下部分中示出为阻抗Z的频率特征。第二峰值放大器40的输出处的第二补偿电路57由电感器和电容器的串联连接组成，并且用于提供其中将负载阻抗ZL选择性地设置在基频fo处的特征。
图8示出了表示具有各个前述放大器电路的寄生输出电容Co的第一补偿电路55的电路图。具体地，第一补偿电路55由两个串联电感器L11和L12以及一个串联电容器C12组成，其中并联电容器C11连接在两个串联电感器的节点与地或基准电势之间。
图9示出了图8中所示第一补偿电路55的阻抗Z的实部(上部的正曲线)和虚部(下部的正和负曲线)的频率特征。如可以从图9中得到的，将对于负载阻抗ZL(例如50欧姆)的适应选择性地设置在基频fo和三倍基频3fo处。在这些频率点处，阻抗的虚部是0。另外，在二倍基频2fo处，阻抗的实部和虚部两者基本上都是0，这与短路相对应，使得通过第一补偿电路55阻塞了两倍基频2fo。该结构提供了在主放大器和峰值放大器的输出处对2fo谐波功率的拒绝，所述2fo谐波功率是互调失真的根本原因。此外，3fo处的主功率器件和峰值功率器件的输出电容的补偿与λ/4线路一同提供了3fo附近的高阻抗以及晶体管集电极或漏极处的电压峰值，进一步地改善了多赫尔蒂放大器的功率效率。
图10示出了适应为具有与负载阻抗ZL相对应的50欧姆输入阻抗的集总元件λ/4传输线Z1或Z2的第一实现示例。根据图10，可以将集总元件传输线Z1和Z2配置为具有用于形成实际传输线的接合线和电容器的MMIC技术。接合线的使用提供了伪线中更少功率损失的优势。
图11示出了适应为具有与负载阻抗ZL相对应的50欧姆输入阻抗的集总元件λ/4传输线Z1或Z2的第二实现示例。根据图11，修改所述实现以在接合线之间提供较小的相互耦合或不提供相互耦合，并且提供具有较少寄生部件的更容易的实现。这种情况的原因是输入和输出端口均位于电路的相同末端(例如左端)。在该第二示例中，要求其他电容和电感值，所述电容和电感值当所要求的电感值变得太低时是合适的。
图12示出了与图10的集总元件λ/4传输线相对应的特征阻抗和相位图。在上边的图中，示出了阻抗的实部和虚部，其中上边的线表示实部而下边的线表示虚部。考虑到在整个频率范围中虚部基本为0的事实，集总元件传输线的输入阻抗与50欧姆处的欧姆阻抗相对应。下边的图表示例如由标号ml表示的2GHz的基频fo处约90°的相差。相位曲线的斜率表示集总元件传输线的输出和输入之间的相差变化依赖于频率变化，对于该特定实施例是相当平滑的。
作为替换，可以通过提供两个串联连接的电感器和连接在这两个串联连接的电感器的节点和基准或地电势之间的并联电容器，来获得集总元件λ/4传输线。可以将串联电感器和并联电容器设计为考虑任意的寄生电感器和电容器。
图13示出了具有用于主放大器20的输出匹配结构的功率晶体管或功率器件的一个单元设计的示例，包括MMIC技术的集成多赫尔蒂型放大器的补偿和λ/4传输线电路。阴影区表示有源部分AD，而粗直线表示作为电感器L的接合线，以及盘状区表示并联电容器C。因此，单元设计的右上部分与图8的补偿电路55相对应，而右下部分与传输线Z1或Z2的集总元件等价物相对应。利用这种单元设计，可以获得多赫尔蒂型放大器结构的简单和紧凑的集成。
图13示出了具有所建议的输出匹配电路的集成多赫尔蒂型放大器的主放大器20和上部峰值放大器30的设计示例。这里，左上阴影部分表示主放大器20的功率器件的有源管芯，而中***影部分表示第一峰值放大器30的功率器件的有源管芯。另外，这两个集总元件伪线或传输线Z1和Z2示出为与输出端口15相连。在右下部分中示出了第一峰值放大器30的补偿电路55，并且所述补偿电路55基本上与中上部分中所示的主放大器20的相应补偿电路相对应。
因此，结合改进的功率分配输入网络和输出补偿网络，可以向增强多赫尔蒂型放大器性能提供峰值放大器和主放大器输入端口之间的高度电隔离、在施加到主放大器和峰值放大器的两个输入信号之间宽带90°相差时在多赫尔蒂公共输入端口和峰值放大器和主放大器的输入端口之间的高隔离度。可以将不相等功率分布设置在主放大器和峰值放大器的输入之间，同时维持整个频带上所需的90°相差。改进的输出电路提供了宽范围的特征阻抗，而对所需面积没有影响。因此，可以减小由于多赫尔蒂型放大器的输出处的可变输出负载导致AM-AM失真。注意，一般可以将在以上优选实施例中使用的任意电感器实现为接合线元件，以从而确保低功率损耗和紧凑尺寸。
总之，建议了集成多赫尔蒂型放大器结构和用于这种结构的放大方法，其中将集总元件混合功率分配器12配置用于按照预定的相移和不相等的分配比来划分主放大器级和峰值放大器级20、30、40的输入信号，并且至少一个宽带集总元件伪线Z1、Z2与宽带补偿电路结合，用于接收所述第一放大信号并且用于将所述预定相移应用于所述第一放大信号及其高次谐波。因此，通过在输入处提供不相等的功率划分来补偿峰值放大器的低功耗。此外，集总元件混合功率分配器的使用导致改善了主放大器和峰值放大器的输入端口之间的隔离，降低了输出信号的最终失真。
应该注意的是本发明不局限于以上优选实施例，但是可以将其用于任意种类的单级或多级多赫尔蒂型放大器结构中。另外，可以使用适用于提供不相等或任意功率分配的任意其他类型的混合耦合器或功率分配器来代替图3中所示的混合耦合器。例如，对于例如100W以上的功率水平，当在高功率RF晶体管封装内部并联时，可以使用优选实施例作为用于高功率多赫尔蒂放大器的构成块器件。
还应该注意的是本发明不局限于以上优选实施例，并且可以在所附权利要求的范围内变化。具体地，所述附图只是示意性而不是限制性的。在图中，为了说明目的将一些元件的尺寸进行夸大并且不是按比例绘制。其中在说明书和权利要求中使用的术语“包括”不排除其他元件或步骤。单个元件也可以包括多个元件，除非特别声明。说明书和权利要求中的术语第一、第二、第三等用于在类似元件之间进行区分，不是为了描述次序或顺序。应该理解的是这里描述的本发明实施例能够按照与这里所述或所示不同的顺序来操作。此外，尽管这里已经讨论了优选实施例、特定结构和配置，可以在不脱离所附权利要求范围的情况下进行形式和细节上的各种变化和修改。
Claims (14)
1.一种集成多赫尔蒂型放大器结构，包括：
a)主放大器级(20)，用于接收第一信号，并且用于放大第一信号以产生第一已放大信号；
b)至少一个峰值放大器级(30、40)，用于接收至少一个相应的第二信号，所述峰值放大器级(30、40)配置用于当相应的第二信号的电平已经达到预定阈值时开始操作；
c)至少一个集总元件混合功率分配器装置(12)，用于将所述放大器结构的输入信号按照预定相移和不相等的分配比率划分为所述第一和至少一个第二信号；以及
d)至少一个集总元件伪线(Z1、Z2)，用于接收所述第一已放大信号，并且用于将所述预定相移施加到所述第一已放大信号。
2.根据权利要求1所述的放大器，其中集总元件混合功率分配器装置(12)包括电感器(Lps)。
3.根据权利要求3所述的放大器，其中每一个主放大器级(20)和峰值放大器级(30)均包括补偿电路(Lc)，用于增加所述主放大器级(20)和峰值放大器级(30)的输入阻抗。
4.根据任一前述权利要求所述的放大器结构，其中所述主放大器级和峰值放大器级(20、30、40)包括双极型元件、金属氧化物半导体、LDMOST元件、场效应晶体管和HBT元件中的至少一个。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的放大器结构，其中利用接合线或沉积的电感和电容来建立所述集总元件混合功率分配器装置(12)。
6.根据任一前述权利要求所述的放大器结构，其中所述主放大器级和峰值放大器级(20、30、40)包括输出补偿电路(55)，用于补偿基频及其至少一个奇数倍频处的寄生输出电容(Co)。
7.根据权利要求6所述的放大器结构，其中所述输出补偿电路(55)适用于在所述基频的至少一个偶数倍频处提供显著减小的阻抗。
8.根据权利要求6或7所述的放大器结构，其中所述输出补偿电路(55)包括两个电感器和两个电容器或其等价物。
9.根据权利要求8所述的放大器结构，其中所述输出补偿电路(55)的所述电感器至少部分地由接合线构成。
10.根据任一前述权利要求所述的放大器结构，其中所述主放大器级和至少一个峰值放大器级(20、30、40)在其输出处经由作为四分之一波长转换线的所述集总元件伪线(Z1、Z2)来连接。
11.根据任一前述权利要求所述的放大器结构，其中所述集总元件伪线(Z1、Z2)包括两个或更多电感耦合线以及一个或更多电容器，所述电容器一端与两条所述电感耦合线的公共点相连，另一端与基准电势相连。
12.根据任一前述权利要求所述的放大器结构，其中将所述集总元件混合功率分配器装置(12)配置用于在任意功率分配状态下提供全部端口之间的隔离，并且在宽频率范围内基本维持所述第一和至少一个第二信号之间的预定相移。
13.根据权利要求12所述的放大器结构，其中所述集总元件混合功率分配器装置(12)在每个输入端口处包括：相应串联电感器(L1、L2)和两个第一并联电容器(C1、C2、C5、C6)，所述两个第一并联电容器(C1、C2、C5、C6)在其一个末端处经由所述串联电感器(L1、L2)彼此相连，并且在其另一端处与基准电势相连，并且两个并联电容器(C3、C4)分别连接所述相应串联电感器(L1、L2)的末端。
14.一种在多赫尔蒂型放大器结构中对输入信号进行放大的方法，所述方法包括以下步骤：
a)将所述输入信号划分为具有预定的相移和不相等的分配比率的第一和至少一个第二信号；
b)在第一级中放大所述第一信号以产生第一已放大信号；
c)当所述第二信号的电平已经达到预定阈值时，在至少一个第二级中开始所述至少一个第二信号的放大以产生第二已放大信号；
d)向至少一个集总元件伪线提供所述第一已放大信号，每一个所述集总元件伪线用于向所述第一已放大信号施加所述预定相移；以及
e)将所述至少一个集总元件伪线的输出信号与所述至少一个第二线的相应一个进行组合，以产生所述多赫尔蒂型放大器结构的输出信号。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
Open date: 20080514 |