CN102113207A - 具有最佳适用于mmic的输入网络的多赫蒂放大器 - Google Patents
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Abstract
在多赫蒂放大器(100)中，放大器的输入端经由第一支路连接到主器件(102)并经由第二支路连接到峰器件。第一支路具有包括第一实部和第一虚部的频率相关的第一输入阻抗。第二支路具有包括第二实部和第二虚部的频率相关的第二输入阻抗。第一和第二虚部具有相反的极性。第一和第二虚部具有相同的幅度以在频带中互相补偿。第一虚部和第二虚部分别在第一支路中实现第一相移和在第二支路中实现第二相移。第一和第二相移每一个都在所述频带的实质中部具有实质为45度的幅度并且具有相反极性。主器件(102)和峰器件(104)的输入信号的相位差在整个频带中保持很大程度的恒定。
Description
技术领域
本发明涉及一种包括在频带中使用的多赫蒂放大器(Doherty amplifier)的电子电路。
背景技术
经典多赫蒂放大器具有两个并联布置并具有相同功率容量的放大器件。第一个器件(主级)以AB类放大器方式工作，而第二个器件(峰级)以C类放大器方式工作。这些器件在其输入端以及其输出端都以90°相移网络进行分隔。输出相移网络具有必须等于主级的最优负载阻抗RLm的特定的特性阻抗Z0。相移输出网络也被称为“阻抗变换器”或“多赫蒂组合器”。多赫蒂组合器进行如下工作：a)组合两个输出信号，b)校正两个输出信号之间的相位差，和c)向主级的输出端提供一个任何时刻都具有多赫蒂放大器输出端处存在的负载阻抗的倒数值的负载阻抗。当多赫蒂输入功率水平保持在最大值的0.25以下(或比最大值低6dB)时，峰级保持不启动。由于阻抗互为倒数，所以主级工作在比最优负载高一倍且等于RLm＝2Z0的负载之下。这允许更高的主级功率效率，并且也就允许更高的多赫蒂放大器功率效率。在主级输出端处的双倍负载有可能为多赫蒂放大器的输出负载RLD的适当布置，在经典的情况下，为RLD＝1/2Z0＝1/2RLm，并且被输出相移网络转换为2Z0＝2RLm＝4RLD。当多赫蒂放大器的输入信号达到特定功率水平(对于经典多赫蒂放大器而言理想的是比峰值功率水平低6dB)时，主级的输出电压达到带来最大功率效率的最大RF电压幅度，并且随后峰级被启动并负责放大。在该阈值功率水平以上，从主级方面来看负载阻抗开始随增加的功率水平而逐渐地降低，直到达到其最优值Z0，该最优值出现在多赫蒂放大器的峰值功率水平处。
多赫蒂放大器由于其简单以及其操作仅涉及模拟信号处理技术这一事实而成为用于半导体器件集成的非常有吸引力的候选。但导致以下代价：多赫蒂放大器的开发需要非常精确的设计，并且即使对于RF(射频)电路的资深设计者也是真正的挑战。多赫蒂放大器中包括的部件的电参数，例如陶瓷电容器和它们在印刷电路板(PCB)上的位置，必须以远小于传统功率放大器所需的容差来精确地限定。同样，由于机械容差，主器件的地触点和峰器件封装的地触点、以及它们在PCB的输入微波传输带线路与输出微波传输带线路之间的位置，都复制不够精确，并且增加了两个放大支路之间的相移不一致性和阻抗匹配不一致性。结果，多赫蒂放大器参数值的准确度受到不利影响，导致生产线的较低产量。这个问题可以通过几个途径解决。第一个传统方法是在生产线上对多赫蒂放大器缓慢调节，这很费时并且需要资深的电气工程师和工作员，因此成本高。第二个方法是涉及良好电气建模的精确设计和采用具有低容差的部件来实施，这也增加了生产成本。相应地，如果集成，上述涉及电气和机械容差的问题将会减小，多赫蒂放大器的优势在于大批量生产中更一致的性能和更低价格。于是，集成的多赫蒂放大器的质量主要取决于使部件的参数值扩展最小化的适当设计以及取决于其部件之间的寄生电磁耦合。
保证良好多赫蒂性能的非常普遍的要求是精确的输入功率控制，其包括对提供到主器件和峰器件的输入端的输入信号的幅度和相位的控制。由于工作为C类放大器的峰级的非线性，结果使这一要求变得复杂，C类放大器可以描述为具有输入阻抗和输出阻抗与功率相关的特征。主器件或峰器件的输入阻抗Zin对功率的相关性可以表达为图2a的公式(201)。在公式(201)中，gm(Vgs)是作为RF栅源电压Vgs的函数的器件的跨导；Cgs是作为RF栅源电压Vgs的函数的器件的输入电容；Ls是器件的共源级电感；Rg是栅极电阻。考虑到器件的跨导，注意在C类器件工作中跨导从零变化到其最大值，从而对Zin的总值有强大影响。输入阻抗对功率的相关性要求输入网络的准确设计，或者主器件的输入端口与峰器件的输入端口之间的良好隔离。为此，通常使用混合耦合器(hybrid coupler)。然而，这种通过分布传输线路或通过集总电容器和电感器元件的方式而实现的混合耦合器，由于所需空间的缺乏以及尤其由于在例如硅LDMOS(横向扩散金属氧化物半导体)技术中的导致高功率损失的半导体基底的属性，而难于在MMIC(单片微波集成电路)中实现。
图1是以LDMOS工艺制造的已知多赫蒂单元100的电路图。可以通过多个这样的单元并联布置的阵列来将这样的单元用作产生高功率多赫蒂放大器的构件块。单元100包括并联布置在输入端106与输出端108之间的主器件(或：放大器，或：级)102和峰器件(或：放大器，或：级)104。输入端106经由包括了电容110、电感112、电容114和主器件102的输入电容115的输入网络耦接到主放大器102的输入端。输入端106经由包括了电感116、电感118、电容120和峰器件104的输入电容121的输入网络耦接到峰放大器104的输入端。电容115和121由器件102和104各自的栅源电容形成。这些输入网络的组合作为低通滤波器来工作，并且为需要90°相移信号的主器件和峰器件提供输入匹配，以及提供功率分配。输入网络的组合也被称为“输入组合器”，本文以数字119称呼。该已知输入组合器的缺点是窄带相位特性，其中相移必须处在70°-110°范围内。可以通过引入损耗来将该频带增加10％-15％，但代价是多赫蒂放大器100的总功率增益。
主放大器102和峰放大器104的输出端经由包括了电容122、电感124和电容126的输出网络(或：“输出组合器”)125耦接到输出端108。电容122和126分别由放大器102和放大器104的寄生漏源电容Cds形成。主器件102的输出端经由电感123和电容127的串联布置耦接到信号地。类似地，峰器件104的输出端经由电感129和电容131的串联布置耦接到信号地。这些串联布置便于对主器件102和峰器件104进行DC偏压，允许宽带视频解耦，或者所谓的“扼流器(chock)”。这种视频解耦通过在调制频率处提供非常低或者可忽略的阻抗并且在载波/RF频率处提供非常高的阻抗，或实际上的“开路”，防止了RF信号泄漏到电源网络。
以当前半导体技术制造的集成多赫蒂放大器非常适合用于在1900MHz范围中工作的PCS(个人通信服务)以及处于1.8GHz-2.2GHz范围内的W-CDMA(宽带码分多址)的频率范围内的移动通信装置。通过考虑电容122和126以及电感124的低通C-L-C输出网络可以看出这一点。该输出网络用作集成对称多赫蒂放大器的输出组合器。对多赫蒂输出网络的公知基本要求是，其提供特定的特性阻抗Z0的四分之一波长传输线路的功能。将Z0的值选择为多赫蒂放大器的主放大器级的最优负载电阻R0。集总C-L-C网络如果适当地构建则等价于阻抗变换器，以遵从图2b的表达式(202)、(204)、(208)和(210)。适当地构建之后，C-L-C网络提供90°相移的信号并具有特性阻抗Z0，允许达到高于多赫蒂放大器工作带宽20％的带宽。这要求电容值Cds和电感值L0必须满足图2的表达式(202)，其中ω是载波或RF信号的角频率。为了在GHz范围内工作，以合适的半导体技术(例如LDMOS)来制造多赫蒂放大器。例如，在LDMOS中，电源电压Vds大约在28V-32V；对于所选尺寸的主级器件，寄生漏源电容Cds的值等于1.86pF，具有1.2A的最大漏极电流Id；并且拐点电压Vk为4V。于是根据表达式(204)，最优负载电阻R0为40欧姆。工作频率f0以表达式(206)给出并且在2GHz上下。所需的电感值L0以表达式(208)给出，并且对于2.14GHz其等于2.95nH，或者在1.8GHz处略高。在一个实例实施例中，输入网络的电感112和118集成在硅基底中，并且以接合线形成电感116和124.
因此，对于2GHz范围内的应用，比如PCS和W-CDMA，多赫蒂放大器的这种实现可以用在硅LDMOS中。然而，由于在1GHz下工作的现代移动通信***对相对更大的频带的要求以及对于WiMax(全球互通微波接入)对2.5GHz-2.7GHz以及3.4GHz-3.8GHz的要求，该多赫蒂放大器没有进一步的修改就不太适用。该缺点在于，输入网络的90°相移需要更少地取决于频率和功率。
发明内容
如上所述，LDMOS器件的输入阻抗以及按C类工作的任何其它类型的功率器件的输入阻抗取决于输入功率水平。传统设计的多赫蒂放大器使用具有端口隔离功能的输入功率分配器以减小C类峰器件的可变输入阻抗的负面效应。由于基底损失和有限的可用空间，在MMIC中实现高质量功率分配器是困难的。根据测量值，LDMOS器件的输入阻抗的虚部比它的实部随输入功率水平变化更大。没有进行端口隔离，这会导致输入网络的相移取决于功率，并且同样地功率分配比也取决于功率。结果，在多赫蒂***的输出端出现非最优的输出功率组合，这接着导致了补偿效率和/或线性度的损失以及峰值功率容量的损失。这将会严重限制多赫蒂放大器在如下方面的性能，比如效率、线性度和/或功率容量之类的特性不能各自被最优化而不会相互造成负面影响。
例如，主级和峰级的输入与输出之间的相位差会根据输入和输出功率水平而达到30°的值。多赫蒂放大器的输入与输出之间30°的相位失配引起大约0.3dB的功率损失以及大约3％的效率损失。实质的相位差尤其发生在峰级启动的期间(即峰级开启时)。而且，输入网络的相位特性比输出低通C-L-C多赫蒂组合器的相位特性对频率相关性更大，因此限制了多赫蒂工作频率带宽。通过在多赫蒂放大器的输入端引入损失，使得输入相移对功率和频率的相关性不太显著，可以以对多赫蒂放大器的增益进行折中的代价来将该参数改善到一定的水平。
本发明人执行的蒙特卡罗分析法显示，主级和峰级的输入端处部件的参数值的扩展是降低多赫蒂性能的主要因素。如果多赫蒂***的输入网络没有在主器件与峰器件之间提供隔离，则这个问题尤为重要。这样的网络必须适当地控制所述两个器件之间的信号相位和幅度。
通常对多赫蒂***中的最优功率分配问题的研究已经表明，分配给主器件的输入功率与分配给峰器件的输入功率的最优比取决于按C类工作的峰器件的栅偏压或导通角(如本领域所公知的，术语“导通角”是指输入正弦波周期期间有负载电流流过晶体管的那个部分)。峰器件的C类特征越强或导通角越小，在主器件与峰器件之间分配的输入功率的幅度之间所需的差越大。这是因为，按C类工作的器件的功率增益通常低于按AB类工作的器件的功率增益。图2c是说明对于LDMOS功率器件，峰值功率处的增益对偏压的相关性。
W.H.Doherty的涉及电子管的公开“A new high-efficiency power amplifier for modulated waves”以及本发明人的公开WO2004/017512没有考虑在不使用具有端口隔离的输入功率分配器的情况下能够实现最优多赫蒂放大器工作的条件。事实上，这对于工作在低频下的电子管不是一个问题。然而，半导体功率器件的输入阻抗相对功率水平的关系则有极大的变化。结果，在主器件与峰器件之间的输入功率分配很重要。对该问题的理解和妥善处理使得能够实现最优的多赫蒂放大器工作，最好地分配峰值功率容量、线性度和补偿效率。功率分配或功率比的差必定补偿两个器件之间的功率增益(Gp)差。图2d中的表达式(203)指出了峰值器件偏压与最优功率分配比之间的这个关系。在表达式(203)中，量“Vgs_RFmax”代表相关FET的输入信号在Cgs两端的电压幅度；量“Vgs_bias”代表相关FET的栅偏压DC电压；量“Re/Zin_main/peak”分别代表主FET和峰FET在工作频率处的输入阻抗的实部。
表达式(203)说明多赫蒂放大器设计应当考虑峰器件的导通角。如果按照W.Doherty和WO2004/017512的指导在输入端和输出端使用集成的集总元件低通滤波器仿真线来实现集成多赫蒂放大器，其将会遭受峰器件输入端处的功率损失，以及受到取决于功率的相移和取决于功率的输入功率分配的制约。如上面说明的，这由按C类工作的半导体峰器件的取决于功率的输入阻抗的实部和虚部所引起。取决于功率的输入阻抗被输入低通仿真线转移到多赫蒂放大器的输入端，并且在这种情况下也被转移到主器件的输入端，从而影响多赫蒂***的输入端处的功率分配。W.Doherty所提出的放大器针对的是电子管放大器，其工作在较低频带下并且呈现按C类工作的恒定输入阻抗。
在一般情况下，对经典对称多赫蒂放大器的输入网络的设计要求如下。在主器件和峰器件具有相同输入网络损失的情况下，连接在公共的多赫蒂输入端106与主器件102的输入端之间的网络(见图1的输入组合器119的相关部件)的输入阻抗Zm的值按照图2d的表达式(205)而与连接在多赫蒂输入端106与峰器件104的输入端之间的网络(见输入组合器119的相关部件)的输入阻抗Zp的值有关。可以采用实验方式或通过表达式(203)来估计峰器件和主器件的功率增益。
诸如WCOMA、WiMAX和LTE之类的码分多址移动***使用宽带调制(高达200MHz)，这对线性度是一个挑战性的要求。发射机的末级中失真的很大部分由电存储效应引起，这是最难校正的。公知的是，术语“存储效应”是指由于之前的信号而引起的在信号失真中的幅度和/或相位的改变。它们通常由例如在输出功率浪涌期间在功率器件终端处DC电源的变化而引起。这些DC电源变化出现在将电源扼流器连接到功率器件输出端的节点处。其原因在于扼流器的等效电感对于特定器件以及对于所选的调制频带过高。该问题可以通过以如下方式将电源连接到该功率器件中的该节点来解决：其中一个极小电感将漏极(或者在双极晶体管的实施例中为集电极)与该连接点隔开。因此，该器件的输出分路补偿电感(或后匹配，或所谓的INSHIN)非常适合于该思想的实现。其允许极小电感，因此允许以最小的电存储效应或失真来得到最宽的调制频带。
普遍使用的对功率器件电源网络的传统解决方案探讨四分之一波长线路，该线路一端连接到功率器件的终端，另一端连接到***的公共电源，该公共电源以大电容接地。该线路在调制频率处本身呈现相对大的电感。结果，尽管设计者付出极大的努力，可以获得的带宽也只不过20MHz。该线路的物理长度与工作频率成反比，因此采用更低的频率，其需要更大空间并且增大了不希望的等价电感。
可以通过实现针对放大器电源网络的低阻抗和平滑相位特性来减小电存储效应(换句话说：实现所谓的宽带高频视频解耦)。传统上，使用LC低通滤波器网络配置来用于视频解耦。这种类型的适当网络由于不能避免的寄生并联共振现象而非常难以针对宽带宽应用进行设计。理想的解决方案可以是仅由单个L-C措施构成的网络，其中L具有接近于零的值，C具有接近无限大的值。接近于理想方案的实际解决方案是用作与漏极靠近放置或与主级或峰级中的FET的栅极靠近放置的匹配部件的并联电感。如果该电感通过大电容接地，则电感L与电容C之间的节点可以用来为器件电源提供最小的存储效应。仿真结果表明，通过这种方式，可以显著地将电感116的值从传统解决方案所提供的器件的每150W为3.5nH减小到使用上述实际解决方案的LDMOS所制造的相同功率器件的仅仅0.2nH。
如上所述，另一个问题是，为了获得在关注的频带中的良好性能，输入组合器和输出组合器的相位特性在该频带中实质相等。对于输入功率分配器的低通配置而言，如果在输入功率分配器结构处引入相对高的损失则可以满足该要求，这也会导致功率增益的损失。
本发明由独立权利要求限定。从属权利要求限定优选实施例。
相应地，现在本发明人提供了一种适用于MMIC环境的输入功率分配网络，并且提供了一种电路。该方案使得能够产生在主器件输入节点处的信号与在峰器件输入节点处的信号之间的相位差，该相位差在整个被关注的频带中很大程度上独立于频率的相位差。从另一个方面来看，该方案能够使输入组合器中的阻抗的虚部在多赫蒂***的公共输入端处在整个频带上至少部分地相互补偿，从而至少减小了对频率的相关性。
如果主级和峰级在工作带的中心频率处通过极性相反且幅度相同的45°相移来接收它们的输入信号，则可以得到实质相等的输入组合器和输出组合器的相频响应，而同时限制了输入功率和增益的损失。尽管在工作频带的较低和较高频率处不是这样，但分配的信号相位差在整个频带上将保持为接近于期望的90°。
为体现完整性，引用了相同发明人的公开WO2007122586。WO2007122586例如在其图7中公开了一种与当前发明提出的配置相类似的输入网络。然而，没有给出关于对所涉及的阻抗的实部和虚部进行选择以实现本发明功能的细节。
附图说明
通过示例并参照以下附图，更详细地说明本发明，其中：
图1是已知的多赫蒂放大器的电路图；
图2a、图2b、图2d给出了与图1的多赫蒂放大器有关的公式；
图3是示出本发明中的多赫蒂放大器的输入组合器的示图；
图4是说明在主器件和峰器件的输入端处的相位差以及在这两个器件的输出端处的相位差的示图；
图5是另一个多赫蒂放大器的示图；
图6是多赫蒂放大器的另一个实施例；和
图7是多赫蒂放大器的传递函数的示图。
所有附图中相类似或对应的特征以相同参考数字表示。
具体实施方式
已知经典多赫蒂放大器具有并联布置且具有相同功率容量的两个放大级。第一个级(主级)以AB类放大器方式工作，而第二个级(峰级)以C类放大器方式工作。这些级在其输入端以及其输出端都以90°相移网络分隔。输出相移网络具有必须等于主级的最优负载阻抗RLm的特定的特性阻抗Z0。输入信号被分配以驱动两个放大器，并且被称为“阻抗变换器”或“多赫蒂组合器”的求和网络进行如下工作：a)组合两个输出信号，b)校正两个输出信号之间的相位差，和c)在多赫蒂放大器的输出端提供一个与从主级输出端看去的阻抗成倒数的阻抗。
在图1的实施例中，现有技术的集成多赫蒂示意图的情况被示出实施如下。主级102经由电容110接收其输入信号，电容110执行两个功能：1)作为将主器件102的DC栅偏压与峰器件104的DC栅偏压分隔的隔直电容器，和2)在主器件102的输入端处提供信号衰减，使得主器件102与峰器件104之间具有适当的输入功率分配。电感112通过部分地解谐输入电容Cgs来提供所需水平的主器件102输入阻抗变换。电感112通过电容114接地。部件110、112和115一起提供了从传统布置的节点106看去的输入阻抗Z＝1-j*1(标准化值)。类似地，在峰器件104的输入端处的部件118、120和121提供了从节点133看去的峰器件104的类似的输入阻抗变换Z＝1-j*1。通过这种方式，安排了两个器件102和104的容性输入阻抗，通过将它们与电感116组合，呈现为低通滤波器(C-L-C)配置的输入相移器。相应地，在器件102和104之间实现了所需的信号延迟，或者90°相移。通过适当选择输入组合器119的电感值和电容值来确定尺寸。类似地，在输出组合器125中的电感124提供了主器件102的输出端与输出端108之间的-90°相移，从而恢复了在主器件102和峰器件104的输出端处的信号之间的相位关系。以传统方式调节的输入网络119的缺点是电感116的相对高的值，这增大了输入网络119的品质因数和相位偏移与频率的比率。电感116的相对高的值降低了该已知的多赫蒂配置的有用频带。输入网络119的另一个缺点是其还用作阻抗变换器，并且峰器件104的输入阻抗随功率水平而发生的变化影响到公共输入端106的输入功率分配，再次降低了多赫蒂***的性能。在低于-6dB的补偿功率处，峰器件104的输入阻抗的实部很小，这使得该器件的等价输入阻抗很高。其转换到多赫蒂输入端106成为低的阻抗，从而影响到在(-6dB至0dB的)功率范围内的功率分配比和相移。结果，其使得在-6dB补偿处而不是在峰值功率处将更大部分的多赫蒂输入功率引导到峰器件104，这使得比所需的时间更早地将器件104触发到开启状态。该效应在某种程度上降低了***的补偿效率，从而使得不能实现最优性能。
如上所述，本发明在于以如下方式来对主器件102和峰器件104布置输入网络(即输入组合器119)：使得主级的输入节点处的信号与峰级的输入节点处的信号之间的相位差很大程度上独立于所关注的整个频带上的频率，并且也更少地受到输入功率水平的影响。通过调节输入端106与主级102之间的阻抗的虚部以及输入端106与峰级104之间的阻抗的虚部以使之在所关注的频带的中部具有极性相反并且幅度基本相等的45°，来实现上述效果。相移在整个频带上随频率而变化，但是这些变化对于两个相移均具有相同的极性和相似的幅度，因而在整个频带上保持总体为90°。
在图1的电路配置中，将本发明实施为如下方式。主级102经由输入组合器中的高通滤波器配置(包括电容110)来接收它的输入信号，并且峰级经由输入组合器中的低通滤波器配置(包括电感116)来接收它的输入信号。根据本发明，在图1的实施例中，确定高通滤波器的尺寸以实现输入端106与主级102之间的+45°相移；确定低通滤波器的尺寸以实现输入端106与峰级104之间的-45°的相移。通过适当选择图1中的输入组合器的电感值和电容值，并且根据表达式(203)和(205)选择需要的阻抗比来实现尺寸确定。还通过添加补偿电感的损失来选择适当的值和Zm与Zp之间的关系，这影响到品质因数以及主器件102和峰器件104的最终等价阻抗。电感124提供了主器件102的输出端与输出端108之间的-90°相移，从而恢复了主器件102与峰器件104的输出端处的信号之间的相位关系。
图3是适当确定尺寸后的输入组合器119的功能等效电路302的电路图。
图4是示意图400，其说明了在图1的电路中当根据本发明进行了适当配置和调整之后主级102和峰级104的输入端和输出端处的相位差在整个频率范围中的变化。曲线402表示在从2.1GHz到2.18GHz的WCDMA频率范围内采用了本发明的主级102与峰级104的输入端之间的相位差。注意曲线402在整个频率范围内几乎是平的。曲线404示出在上文讨论的C-L-C输出组合器中主级102与峰级104的输出端之间的相位差。曲线404比曲线402偏离水平位置略多一些，但在所指示的频率范围中2°的准确度之内仍然可以认为是平的。曲线406表示已知的输入网络(即没有如上所述地选择部件参数值以实施+/-45°方案)的表现。显然，曲线406显著地偏离了期望的平坦表现。
图5是多赫蒂单元500的另一个电路示意图。输入组合器119包括输入端106与峰级104的输入端之间的电容502；和输入端106与主级102的输入端之间的电感516，从而与部件112、114、115、118、120及121一起形成了输入端106与主级102之间的低通滤波器以及输入端106与峰级104之间的高通滤波器。注意与电路100的不同，其中在输入端106与主级102之间有一个高通滤波器，并且在输入端106与峰器件104之间有一个低通滤波器。由于主级102与峰级104的输入信号之间的相位差与电路100中的相位差反向，因此输出组合器125也配置得不一样(低通到高通网络)。输出组合器125包括将主级102的输出端连接到输出端108以及峰级104的输出端的电容522。电容522实现主器件102的输出端与峰器件104的输出端之间的+90°相位差。与配置100一样，电容114和120用作分别对主器件102和峰器件104的栅极进行偏压的节点，并且电容127和131用于对主级102和峰级104进行直流偏压。
将输入组合器119的阻抗值选择为在所关注的频带的中心频率处为输入端106与主器件102的输入端之间提供-45°相移，并且为输入端106与峰器件104的输入端之间提供+45°相移。输出组合器125通过电容522在主器件102的输出端与输出端108之间提供+90°相移，从而恢复了主器件102与峰器件104的输出信号之间的相位关系。
图6示出多赫蒂放大器的另一个实施例。已经发现令人惊奇的是对第一和第二支路添加附加的电感器和/或附加的电容器分别确定了如图7所示结果的多赫蒂放大器线性度的增加。在500MHz的带宽中呈现了仿真的增益和效率与Pout和频率之间的曲线关系图，证明了在小于1dB增益频率响应时大范围的工作频带；并且这可以与现有技术的多赫蒂放大器的情况进行比较，其显示仅仅100MHz的带宽。
本发明的保护范围不局限于本文所述的实施例。权利要求书中的参考数字也不是对本发明保护范围的限制。词语“包括”不排除在权利要求中没有提及的其它部件。在部件之前的词语“一个”不排除有多个这种部件。形成本发明组成部分的装置可以以专用硬件形式也可以以编程处理器形式来实现。本发明特征在于每个新的特征或者特征的组合。
Claims (7)
1.一种包括用于频带中的多赫蒂放大器(100；500)的电路，其中：
所述多赫蒂放大器包括：
用于接收输入信号的输入端(106)，用于提供输出信号的输出端(108)，主器件(102)和峰器件(104)；和
输入组合器(119)，其将所述输入端连接到所述主器件的输入节点以及连接到所述峰器件的输入节点；
所述输入组合器包括：
处在所述输入端与所述主器件的输入节点之间的第一支路(110，112，115；516，118，115)，用以实现从所述主器件的输入节点看去具有第一实部和第一虚部的频率相关的第一输入阻抗；
处在所述输入端与所述峰器件的输入节点之间的第二支路(116，118，121；502，112，121)，用以实现从所述峰器件的输入节点看去具有第二实部和第二虚部的频率相关的第二输入阻抗；
所述第一虚部和第二虚部具有相反极性；
所述第一虚部和第二虚部具有实质相同的幅度用以在所述频带中进行实质的相互补偿；
所述第一虚部和所述第二虚部分别在所述第一支路中实现第一相移以及在所述第二支路中实现第二相移；和
所述第一相移和第二相移每一个都在所述频带的实质中部具有实质为45度的幅度并且具有相反极性。
2.如权利要求1所述的电路，其中所述第一支路包括：
连接在所述输入端与所述主器件的输入节点之间的电容(110)；
连接到所述主器件的输入节点并耦接到信号地的第一电感(112)；和
所述主器件的第一输入电容(115)；
并且其中所述第二支路包括：
连接在所述输入端与所述峰器件的输入节点之间的第二电感(116)；
连接到所述峰器件的输入节点并耦接到信号地的第三电感(118)；和
所述峰器件的第二输入电容。
3.如权利要求1所述的电路，其中所述第一支路包括：
连接在所述输入端与所述主器件的输入节点之间的第一电感(516)；
连接到所述主器件的输入节点并耦接到信号地的第二电感(118)；和
所述主器件的第一输入电容(115)；
并且其中所述第二支路包括：
连接在所述输入端与所述峰器件的输入节点之间的第一电容(502)；
连接到所述峰器件的输入节点并耦接到信号地的第三电感(112)；和
所述峰器件的第二输入电容(121)。
4.如权利要求2或3所述的电路，其中所述第一支路还包括耦接在输入节点与电容(110，502)之间的附加电感器(La)。
5.如权利要求2、3和4中任一项所述的电路，其中所述第二支路包括耦接在第一电感(116)与第二电感(118)之间的附加电容器(Ca)。
6.如前述权利要求中任一项所述的电路，其中所述多赫蒂放大器以LDMOS来制造。
7.如前述权利要求中任一项所述的电路，实施为无线通信装置。
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
Application publication date: 20110629 |
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| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |