CN105811839A - 永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法 - Google Patents
永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN105811839A CN105811839A CN201610164062.5A CN201610164062A CN105811839A CN 105811839 A CN105811839 A CN 105811839A CN 201610164062 A CN201610164062 A CN 201610164062A CN 105811839 A CN105811839 A CN 105811839A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- edge
- phase
- voltage
- current
- pwm
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
一种永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法,包括如下步骤:采集永磁同步电机U、V、W三相电压的边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge,将其输入MCU的边沿捕捉模块,得到信号下降沿和上升沿的时间差TU、TV、TW,将其与理想PWM的周期Tpwm相除,得到电压源型逆变器实际输出的占空比将其与电压源型逆变器实际输出的三相实际占空比做差,得到输出的占空比误差ΔDCU、ΔDCV、ΔDCW;通过公式TCU=ΔDCU·Tpwm、TCV=ΔDCV·Tpwm、TCW=ΔDCW·Tpwm来计算各相的补偿时间TCU、TCV、TCW;TCU>0、则iU>0,TCU<0、则iU<0;TCV>0、则iV>0,TCV<0、则iV<0;TCW>0、则iW>0,TCW<0、则iW<0。本发明具有硬件电路结构以及程序算法简单,对电机的要求低,抗干扰能力强,电流极性判断精准等优点。
Description
技术领域
本发明涉及永磁同步电机控制方法技术领域,详细讲是提供一种硬件电路结构以及程序算法简单,对电机的要求低,抗干扰能力强,电流极性判断精准的永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法。
背景技术
电压源型逆变器(VSI)广泛应用于电机控制***中,图1为典型的VSI驱动硬件流程图,由于电机控制***的信号传递环节和VSI的非理想特性,使得VSI的实际输出产生畸变,影响了控制***的整体性能。图2为在一个PWM周期内,PWM信号以及相电压幅值畸变示意图。根据WangDafang等人发表在《PowerElectronics》(Year:2014,Volume:29,Issue:9,Pages:5031-5043)期刊上的文章《AFeedback-TypePhaseVoltageCompensationStrategyBasedonPhaseCurrentReconstructionforACIMDrives》的研究可得,在一个周期内,误差电压ΔUerr即需要补偿的电压的计算公式为
ΔUerr=Um·sgn(i)+Uvd(1)
式中Um和Uvd的定义如下
其中,TC为补偿时间,其定义为理想相电压波形高电平持续时间与实际相电压波形高电平持续时间之差,Td为控制程序设定的PWM死区时间,Tton、Ttoff分别为信号传递环节的导通和关断延迟时间,Tvon、Tvoff分别为功率器件的导通和关断延迟时间,TPWM为控制程序设定的PWM的周期,UBAT为直流侧母线电压,UD为续流二极管导通压降,UF为IGBT的导通压降,U*为理想占空比与直流侧母线电压UBAT的乘积,i为绕组内的电流,当电流流入绕组时,i>0,当电流从绕组流出时,i<0。
由此可见,相电流的极性对于计算相电压的补偿量具有非常关键的作用。现有的相电压畸变补偿算法中,对电流的极性的判定方式较多;一种是使用电流传感器对电流进行测量,但由于PWM的高频电磁噪声和器件的直流漂移,电流的极性检测较为困难,由于补偿电压的幅值与电流极性有关,如果电流极性检测错误,相电压补偿效果变差,甚至会加剧相电压的畸变。一种是搭建简单的硬件电路,通过测量反向续流二极管的端电压来判定电流极性,这种方法需要在***电源上进行大量的改造,增加控制***的体积以及成本。一种是对电流进行预测,可以较为准确的判定电流极性,但是对电机参数的准确性要求非常高。还有一种方法是:先将电流分量进行滤波,利用滤波后的电流分量和磁链矢量位置对相电流进行重建,如:国家知识产权局公开的、申请人:威海人合机电股份有限公司于2015年5月5日申请的、申请号为:201510222409.2、名称为:感应电机控制***的方波畸变补偿方法及装置的发明专利申请,即采用了此种方法,该方法涉及到的物理量较多,计算过程较为复杂。并且,由于滤波时采集的电流为模拟量,信号抗干扰能力较差,一旦被干扰,可能造成电流极性判断错误,影响电压补偿效果。
发明内容
本发明的目的是解决上述现有技术的不足,提供一种硬件电路结构以及程序算法简单,对电机的要求低,抗干扰能力强,电流极性判断精准的永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法。
本发明解决上述现有技术的不足所采用的技术方案是:
一种永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法,其特征在于包括如下步骤:
a、采集永磁同步电机U、V、W三相电压的边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge;
b、将边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge输入MCU(微控制器)的边沿捕捉模块eCAP,得到在同一周期内的U、V、W三相各自边沿信号下降沿和上升沿的时间差TU、TV、TW,将TU、TV、TW与理想PWM的周期Tpwm相除,得到电压源型逆变器(VSI)实际输出的占空比
c、将U、V、W三相的理想占空比与步骤b得到的电压源型逆变器(VSI)实际输出的三相实际占空比做差,得到电压源型逆变器(VSI)输出的占空比误差ΔDCU、ΔDCV、ΔDCW;
d、根据步骤c得到的占空比误差,通过公式TCU=ΔDCU·Tpwm、TCV=ΔDCV·Tpwm、TCW=ΔDCW·Tpwm来计算各相的补偿时间TCU、TCV、TCW;
e、根据步骤d得到的各相补偿时间来判断当前电流的极性:TCU>0、则iU>0,TCU<0、则iU<0;TCV>0、则iV>0,TCV<0、则iV<0;TCW>0、则iW>0,TCW<0、则iW<0。
本发明中第a步骤的实现方法为:采集永磁同步电机U、V、W三相电压,通过固定比例分压得到三相电压的比较电压U1、V1、W1,将参考电压Uref分别与三相比较电压U1、V1、W1通过比较器进行比较,比较器输出边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge。
本发明通过判断补偿时间的极性来判断相电流的极性,电流极性判断精准,补偿效果更佳,且实现该方法的硬件电路结构以及程序算法简单,对电机的要求低,采集数字量作为信号输入,抗干扰能力强。
附图说明
图1为典型的VSI驱动硬件流程图;
图2为一个周期内相电压幅值畸变、PWM占空比畸变的示意图;
图3为等效相电流极性示意图;
图4为相电流大小对相电压边沿变化时间的影响示意图;
图5(a)为U相电流由大于零变化到小于零的过程中U相电流及三相电压仿真波形图,图5(b)为U相电流由小于零变化到大于零的过程中U相电流及三相电压仿真波形图;
图6为实验过程中相电流由小于零变化至大于零的过程中相电压的变化过程,其中,图(a)到图(f)展示了相电压下降沿时间逐渐增长、上升沿时间逐渐缩短的过程;
图7为实验过程中相电流由大于零变化至小于零的过程中相电压的变化过程,其中,图(a)到图(f)展示了相电压下降沿时间逐渐缩短、上升沿时间逐渐增长的过程;
图8(a)、(b)、(c)分别为在仿真分析中电流幅值为0.2A、0.5A、0.8A时,补偿时间随相电流变化规律的示意图;
图9(a)、(b)分别为在实验分析中电流幅值为0.2A、0.8A时,补偿时间随相电流变化规律的示意图;
图9(c)为在实验分析中电流频率不断变化时,补偿时间随相电流变化规律的示意图;
图10为用于采集信号并计算相电流极性的电路结构示意图;
图11为使用本发明进行相电压畸变补偿的永磁同步电机控制***补偿装置示意图;
图12(a)为转速为3r/min时未进行相电压补偿时的U相电流波形图;
图12(b)为转速为3r/min时未进行相电压补偿时的α轴实际电压和目标电压波形图;
图13(a)为转速为3r/min时采用传统方法补偿后,α轴实际电压与目标电压波形对比图;
图13(b)为转速为3r/min时采用本发明方法补偿后,α轴实际电压与目标电压波形对比图;
图14(a)为转速为30r/min时未进行相电压补偿时,U相电流波形图;
图14(b)为转速为30r/min时未进行相电压补偿时,α轴实际电压和目标电压波形对比图;
图15(a)为转速为30r/min时采用传统方法补偿后,α轴实际电压与目标电压波形对比图;
图15(b)为转速为30r/min时采用本发明方法补偿后,α轴实际电压与目标电压波形对比图。
具体实施方式
一种永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法,其特征在于包括如下步骤:
a、采集永磁同步电机U、V、W三相电压的边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge;
b、将边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge输入微控制器(MCU)的边沿捕捉模块eCAP,得到在同一周期内的U、V、W三相各自边沿信号下降沿和上升沿的时间差TU、TV、TW,将TU、TV、TW与理想PWM的周期Tpwm相除,得到电压源型逆变器(VSI)实际输出的占空比
c、将U、V、W三相的理想占空比与步骤b得到的电压源型逆变器(VSI)实际输出的三相实际占空比做差,得到电压源型逆变器(VSI)输出的占空比误差ΔDCU、ΔDCV、ΔDCW;
d、根据步骤c得到的占空比误差,通过公式TCU=ΔDCU·Tpwm、TCV=ΔDCV·Tpwm、TCW=ΔDCW·Tpwm来计算各相的补偿时间TCU、TCV、TCW;
e、根据步骤d得到的各相补偿时间来判断当前电流的极性:TCU>0、则iU>0,TCU<0、则iU<0;TCV>0、则iV>0,TCV<0、则iV<0;TCW>0、则iW>0,TCW<0、则iW<0。
本发明中第a步骤的实现方法为:采集永磁同步电机U、V、W三相电压,通过固定比例分压得到三相电压的比较电压U1、V1、W1,将参考电压Uref分别与三相比较电压U1、V1、W1通过比较器进行比较,比较器输出边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge。
本发明通过判断补偿时间的极性来判断相电流的极性,电流极性判断精准,补偿效果更佳,且实现该方法的硬件电路结构以及程序算法简单,对电机的要求低,采集数字量作为信号输入,抗干扰能力强。
如图11所示的相电压畸变补偿装置,包括微控制器(MCU)、电压采集装置、比较器、电流传感器、编码器(位于电机内部)、信号传递环节和电压源型逆变器(VSI);电压采集装置包括三路分压电路,三路分压电路的输入端分别与永磁同步电机的三相接线相连、输出端分别与三个比较器的正相输入端相连;三个比较器的反相输入端与固定幅值的参考电压端相连,三个比较器的输出端与微控制器的边沿捕捉模块eCAP的三个输入引脚相连;电流传感器的输入端与永磁同步电机的U、V两相相连;电流传感器的输出端与微控制器的A/D转换模块的两个输入引脚相连;编码器(位于电机内部)的输出端与微控制器eQEP模块的两个输入引脚相连;信号传递环节的输入端与微控制器ePWM模块的六路输出引脚相连,信号传递环节的输出端与电压源型逆变器的六个控制极相连;电压源型逆变器的三路输出端与永磁同步电机的三相接线相连。
其具体工作步骤如下:
A、利用电流传感器采集永磁同步电机U、V两相电流经过A/D转换模块将电流转为数字量依次经过CLARKE(UVW/αβ)、PARK(αβ/dq)坐标变换,得到两相旋转坐标系下的励磁电流分量id和转矩电流分量iq;
B、将目标励磁电流和目标转矩电流与从步骤A得到的当前励磁电流分量id和当前转矩电流分量iq做差,通过PI控制器调节,并输出在两相旋转坐标系下的目标电压分量Ud和Uq;
C、将步骤B得到的Ud和Uq经反PARK(dq/αβ)坐标变换后,得到两相静止坐标系下的目标电压分量Uα和Uβ;
D、采集永磁同步电机U、V、W三相电压,通过固定比例分压得到三相电压的比较电压U1、V1、W1,将参考电压Uref分别与三相比较电压U1、V1、W1通过比较器进行比较,输出边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge;
E、将边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge输入MCU的边沿捕捉模块eCAP,得到在同一周期内的U、V、W三相各自边沿信号下降沿和上升沿的时间差TU、TV、TW,TU、TV、TW与理想PWM的周期Tpwm相除,得到VSI实际输出的占空比
F、将U、V、W三相的理想占空比与步骤E得到的VSI实际输出的三相实际占空比做差,得到VSI输出的占空比误差ΔDCU、ΔDCV、ΔDCW;
G、根据步骤F得到的占空比误差,通过公式TCU=ΔDCU·Tpwm、TCV=ΔDCV·Tpwm、TCW=ΔDCW·Tpwm来计算各相的补偿时间TCU、TCV、TCW;
H、根据步骤G得到的各相补偿时间来判断各相电流的极性:TCU>0、则iU>0,TCU<0、则iU<0;TCV>0、则iV>0,TCV<0、则iV<0;TCW>0、则iW>0,TCW<0、则iW<0。
I、根据背景技术中的公式(1)、(2)可推得三相误差电压的计算公式为:ΔUU=UmU·sgn(iU)+Uvd、ΔUV=UmV·sgn(iV)+Uvd、ΔUW=UmW·sgn(iW)+Uvd,根据以上公式计算出三相误差电压,即需要补偿的电压大小,利用CLARKE(UVW/αβ)坐标变换将补偿电压从三相静止坐标系转换到两相静止坐标系,得到补偿电压分量ΔUα和ΔUβ,叠加到两相静止坐标系下的目标电压分量Uα和Uβ上,得到补偿后电压和
J、将步骤I得到的和经过空间矢量脉宽调制(SVPWM)得到三路驱动信号;
K、利用步骤J得到的三路驱动信号经过ePWM模块产生三路互补的驱动信号;
L、利用步骤K得到的三路互补驱动信号经过传递环节后驱动电压源型逆变器(VSI),电压源型逆变器再驱动电机运转,实现永磁同步电机相电压畸变补偿控制;
由于在交流电机的控制算法中,电流极性的检测是离散执行的,而电流的极性却是连续变化的,极有可能出现在一个控制周期内电流极性发生改变的情况,因此,我们定义等效电流极性,以防止相电流在同一控制周期内多次变化对电流极性判断带来的干扰。图3为等效电流极性的示意图。
等效电流极性的定义:
1、等效电流极性大于零:在同一周期内相电压的上升沿和下降沿时刻,相电流都大于零;
2、等效电流极性小于零:在同一周期内相电压的上升沿和下降沿时刻,相电流都小于零;
3、等效电流极性等于零:在同一周期内相电压的上升沿和下降沿时刻,相电流极性相反;
4、如果在相电压边沿变化过程中出现了电流极性跳变,则以上升沿和下降沿两段时间内,持续时间较长的电流极性作为整个控制周期的电流极性。
首先讨论等效相电流极性大于零和等效相电流极性小于零的情况。结合补偿时间TC的定义和图2对相电压畸变过程的分析,可以推出公式(3)。
其中,
为相电流大于零时,理想相电压波形下降沿时刻与实际相电压波形下降沿时刻之差;为相电流大于零时,理想相电压波形上升沿时刻与实际相电压波形上升沿时刻之差;为相电流小于零时,理想相电压波形下降沿时刻与实际相电压波形下降沿时刻之差;为相电流小于零时,理想相电压波形上升沿时刻与实际相电压波形上升沿时刻之差。
式中Td为程序设定的死区时间,为定值,Tton、Ttoff为传递环节的导通和关断延时,因为传递环节的工况单一,可以认为这两个变量也是定值,且一般的有Tton≈Ttoff。对于某一确定的功率器件,Tvon、Tvoff的变化主要受器件寄生电容的充放电速率的影响。根据N.Urasaki等人发表在《ElectricPowerApplications》(2005年第四期)期刊上的文章《Dead-timecompensationstrategyforpermanentmagnetsynchronousmotordrivetakingzero-currentclampandparasiticcapacitanceeffectsintoaccount》的研究结论表明功率器件寄生电容的充放电速率与功率器件的导通电流的幅值大小有关。当电流幅值较大时,寄生电容的充放电时间较短,Tvon和Tvoff的值约等于功率器件本身的开关延迟,可以认为是定值,且一般的有Tton≈Ttoff,所以,此时的Tc较为稳定,且|TC|≈Td;当电流较小时,寄生电容充放电时间较长,此时Tvon和Tvoff变化较大,具体关系如图4所示。从图中可以看出,电流大于零,且幅值变小时,实际相电压下降时间会变长,上升时间不变,因此,变小,不变,则对应的的绝对值变小;当电流小于零,且幅值变小时,实际相电压上升时间变长,下降时间不变,因此,变小,不变,变大,但由于此时所以的绝对值也是减小的。综上所述,无论电流极性如何,当电流幅值变小时,TC的绝对值变小。
相电流过零点时,即等效相电流极性等于零时的情况。以U相电路为例。图5为U相电流过零点时两个完整的PWM周期内U相电流和三相电压(包括理想电压和实际电压)的仿真波形。由图5可以发现,无论是从iU>0到iU<0,还是从iU<0到iU>0,U相电流在过零点的过程中是在一直振荡的,实际情况下,由于寄生电容的存在,电流振荡幅度远小于仿真值,但是整体变化趋势是一致的。因为实际情况下,零点附近的电流波形难以准确观测,所以,通过仿真波形分析电流过零点的过程,最终的实验结果也表明了仿真结果是正确的。
分析图5(a),U相电流过零时,V相电流小于零,W相电流大于零。在t1时刻前,三相均处于低电平状态。t1时刻,W相上桥最先开启,当W相电压上升后,t1至t2的时间内,U相电流会减小至小于零。在t2时刻,U相下桥关闭,U相电压上升,在U相下桥关闭之前,U相电流小于零,且绝对值较小,由公式(4)可推得,此时U相电压上升沿的误差时间为
其中,Tvoff-L和Ttoff-L分别代表下桥信号传递环节延时Ttoff和功率器件延时Tvoff。t2至t3时刻内,由于U相电压升高,U相电流逐渐增大。在t3时刻,V相下桥关断,V相电压上升,此时三相电压均处于高电平状态,U相电流趋于稳定;t4时刻,V相下桥开启,V相电压降低,t4至t5的时间内,U相电流将继续增大至大于零。t5时刻,U相上桥关闭,U相电压下降,在U相上桥关闭之前,U相电流大于零,绝对值较小,由公式(4)可推得,此时U相电压下降沿的误差时间为
其中,Tvoff-H和Ttoff-H分别代表上桥信号传递环节延时Ttoff和功率器件延时Tvoff。通常情况下,VSI的上、下桥臂的传递环节和功率器件都是相同的,所以有
即此时的理想电压波形和实际电压波形的高电平持续时间是一致的。U相电流另一个电流过零(iU>0到iU<0)过程与此类似,在此就不再赘述了,同样也可以推出TC=0的结论。
图6为实验过程中电流由小于零变化至大于零时,6个连续周期的相电压的变化过程。结合前文分析的相电压边沿变化规律可知,上升时间较长、下降时间较短说明瞬时相电流极性小于零,下降时间较长、上升时间较短说明瞬时相电流极性大于零。仔细观察这6个周期的相电压波形可以发现,图6(a)中相电压上升时间较长,下降时间较短,说明在相电压的上升沿和下降沿瞬时电流极性均小于零。图6(b)和图6(c)中上升时间和下降时间均变长,上升时间变长是因为在瞬时相电流极性小于零的情况下,电流绝对值减小,寄生电容充电时间变长;而下降时间变长则是因为此时的瞬时相电流极性为大于零。图6(d)和图6(e)中,相电压上升沿出现了斜率的变化,总的上升时间变短,这是因为在斜率的跳变点,瞬时电流极性发生了跳变,由小于零变为大于零,而电流大于零时相电压的上升时间远小于电流小于零时的上升时间;下降时间保持不变且较长,说明此时的瞬时电流极性大于零。图6(f)中相电压下降时间较长,上升时间较短,说明在相电压的上升沿和下降沿,瞬时电流极性均大于零。可以看出,在这6个连续周期内相电流完成了从小于零到大于零的变化,而且在这过程中电流是在零点附近振荡的,和仿真波形类似。特别的,图6(d)中上升沿和下降沿均较长,说明在上升沿和下降沿的电流极性是相反的,即是定义的等效相电流极性等于零的情况,可以看到此时有Tc=0。
图7是实验过程中电流由大于零变化至小于零时相电压的变化过程,分析过程与图6类似,在此就不再赘述了。
图8为在仿真中,不同工况下补偿时间随相电流变化的波形对比图,其中,图8(a)、(b)、(c)分别对应电流幅值为0.2A、0.5A、1A时的三种工况。图9为在不同工况的实验中测量得到的结果,其中,图9(a)、(b)分别对应电流幅值为0.2A和0.8A时的两种情况,图9(c)为电流频率的增加过程中,相电流与补偿时间之间的关系,可以看出两者的极性在电流频率变化的过程中始终保持一致。由以上推导以及图8、图9可以得知,相电流和补偿时间TC具有相同的极性,本发明利用这一特点,通过判断补偿时间的极性来判断相电流的极性,同时,补偿电压的幅值可由补偿时间TC确定,整个补偿算法变得十分简洁。而且,补偿时间TC为数字量,信号的抗干扰能力较强,相比于直接通过电流传感器采集电流判断电流极性的传统方法,本发明对相电流极性判断的准确性大大提高。
本发明采用如图10所示的硬件电路实时在线测量的方法准确获取补偿时间Tc的值。采集永磁同步电机U、V、W三相电压,通过固定比例分压得到三相电压的比较电压U1、V1、W1,将参考电压Uref分别与三相比较电压U1、V1、W1通过比较器进行比较,输出边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge;将边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge输入MCU的边沿捕捉模块eCAP,得到在同一周期内的U、V、W三相各自边沿信号下降沿和上升沿的时间差TU、TV、TW。通过公式求出三相电路的实际占空比再用各相的理想占空比分别与各相的实际占空比做差,得到占空比误差ΔDCU、ΔDCV、ΔDCW。再通过公式TCU=ΔDCU·Tpwm、TCV=ΔDCV·Tpwm、TCW=ΔDCW·Tpwm得到各相补偿时间TCU、TCV、TCW。通过判断TCU、TCV、TCW的极性即可判断各相电流的极性。再根据公式(1)分别推算出三相误差电压的幅值ΔUU=UmU·sgn(iU)+Uvd、ΔUV=UmV·sgn(iV)+Uvd、ΔUW=UmW·sgn(iW)+Uvd,即需要补偿的电压大小,利用CLARKE(UVW/αβ)坐标变换将补偿电压从三相静止坐标系转换到两相静止坐标系,得到补偿电压分量ΔUα和ΔUβ。
图11为带有相电压补偿的永磁同步电机矢量控制框图。***利用电流传感器采集永磁同步电机U、V两相电流经过A/D转换模块将电流转为数字量依次经过CLARKE(UVW/αβ)、PARK(αβ/dq)坐标变换,得到两相旋转坐标系下的励磁电流分量id和转矩电流分量iq,将目标励磁电流和目标转矩电流与当前励磁分量id和当前转矩分量iq做差,通过PI控制器调节,并输出在两相旋转坐标系下的目标电压分量Ud和Uq,Ud和Uq经反PARK(dq/αβ)坐标变换后,得到两相静止坐标系下的目标电压分量Uα和Uβ,将MCU计算出的补偿电压分量ΔUα和ΔUβ叠加到目标电压分量Uα和Uβ上,等到补偿后的目标电压分量和经过空间矢量脉宽调制(SVPWM)得到三路驱动信号,完成电压补偿。
有益效果
图12为电机转速为3r/min时,未进行相电压补偿时U相相电流以及实际α轴电压分量的波形。此时,电流和电压波形畸变均较大,电机抖动剧烈,几乎不能正常运转。图13(a)为电机转速为3r/min时,采用传统的相电压补偿方法补偿后的α轴电压波形。传统的相电压补偿方法是指:利用电流传感器直接测量电流值,进而判断电流极性,补偿时间TC为死区时间,通过离线测得。然而通过前文分析可得,补偿时间TC在电流幅值较大时近似为定值,但是在电流较小时变化较大,当等效电流极性等于零时TC=0,这样的差别就造成了传统方法在电流幅值较大时可以取得较好的补偿效果,但是在电流较小时或等效电流极性等于零时,甚至会加重波形的畸变,实验也证明了这一现象。图13(b)为电机转速为3r/min时,采用本发明的相电流极性判断以及相电压补偿方法对相电压进行补偿后的α轴电压波形,可以看出,采用本发明方法补偿后的实际电压与目标电压波形几乎完全吻合,正弦特性较好。图14为电机转速为30r/min时,未进行相电压补偿时U相相电流以及实际α轴电压分量的波形。此时,电流和电压波形均有畸变。图15(a)为电机转速为30r/min时,采用传统的相电压补偿方法补偿后的α轴电压波形,可以看出,在某些位置实际电压和目标电压误差较大。图15(b)为电机转速为30r/min时,采用本发明的相电流极性判断以及相电压补偿方法对相电压进行补偿后的α轴电压波形,可以看出,采用本发明方法补偿后的实际电压与目标电压波形几乎完全吻合,正弦特性较好。通过以上实验可以看出,利用本发明中的相电流极性判断方法计算补偿电压并进行相电压补偿的效果明显好于传统方法。
Claims (2)
1.一种永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法,其特征在于包括如下步骤:
a、采集永磁同步电机U、V、W三相电压的边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge;
b、将边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge输入MCU(微控制器)的边沿捕捉模块eCAP,得到在同一周期内的U、V、W三相各自边沿信号下降沿和上升沿的时间差TU、TV、TW,将TU、TV、TW与理想PWM的周期Tpwm相除,得到电压源型逆变器(VSI)实际输出的占空比
c、将U、V、W三相的理想占空比与步骤b得到的电压源型逆变器(VSI)实际输出的三相实际占空比做差,得到电压源型逆变器(VSI)输出的占空比误差ΔDCU、ΔDCV、ΔDCW;
d、根据步骤c得到的占空比误差,通过公式TCU=ΔDCU·Tpwm、TCV=ΔDCV·Tpwm、TCW=ΔDCW·Tpwm来计算各相的补偿时间TCU、TCV、TCW;
e、根据步骤d得到的各相补偿时间来判断当前电流的极性:TCU>0、则iU>0,TCU<0、则iU<0;TCV>0、则iV>0,TCV<0、则iV<0;TCW>0、则iW>0,TCW<0、则iW<0。
2.根据权利要求1所述的永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法,其特征在于所述的第a步骤的实现方法为:采集永磁同步电机U、V、W三相电压,通过固定比例分压得到三相电压的比较电压U1、V1、W1,将参考电压Uref分别与三相比较电压U1、V1、W1通过比较器进行比较,比较器输出边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201610164062.5A CN105811839A (zh) | 2016-03-22 | 2016-03-22 | 永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201610164062.5A CN105811839A (zh) | 2016-03-22 | 2016-03-22 | 永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN105811839A true CN105811839A (zh) | 2016-07-27 |
Family
ID=56454687
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201610164062.5A Pending CN105811839A (zh) | 2016-03-22 | 2016-03-22 | 永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN105811839A (zh) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109217745A (zh) * | 2017-06-29 | 2019-01-15 | 瑞萨电子株式会社 | 计算装置和处理装置 |
CN111525867A (zh) * | 2020-04-03 | 2020-08-11 | 中国第一汽车股份有限公司 | 一种电机驱动控制平台 |
CN113777535A (zh) * | 2021-09-13 | 2021-12-10 | 南方电网数字电网研究院有限公司 | 电流互感器极性校验方法、装置、计算机设备和存储介质 |
WO2023109421A1 (zh) * | 2021-12-17 | 2023-06-22 | 宁德时代新能源科技股份有限公司 | 死区补偿方法、装置、计算机设备和计算机可读存储介质 |
CN116840568A (zh) * | 2023-06-09 | 2023-10-03 | 湖南天正友选企业策划有限公司 | 一种电机驱动***中母线电容的高精度无损状态监测方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20110221368A1 (en) * | 2010-03-15 | 2011-09-15 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Motor drive device |
JP2014166081A (ja) * | 2013-02-27 | 2014-09-08 | Hitachi Appliances Inc | モータ制御装置、およびそれを用いた空気調和機 |
CN104767458A (zh) * | 2015-05-05 | 2015-07-08 | 威海人合机电股份有限公司 | 感应电机控制***的方波畸变补偿方法及装置 |
-
2016
- 2016-03-22 CN CN201610164062.5A patent/CN105811839A/zh active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20110221368A1 (en) * | 2010-03-15 | 2011-09-15 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Motor drive device |
JP2014166081A (ja) * | 2013-02-27 | 2014-09-08 | Hitachi Appliances Inc | モータ制御装置、およびそれを用いた空気調和機 |
CN104767458A (zh) * | 2015-05-05 | 2015-07-08 | 威海人合机电股份有限公司 | 感应电机控制***的方波畸变补偿方法及装置 |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
周传炜: "电动车用永磁同步电机相电压补偿策略研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库》 * |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109217745A (zh) * | 2017-06-29 | 2019-01-15 | 瑞萨电子株式会社 | 计算装置和处理装置 |
CN109217745B (zh) * | 2017-06-29 | 2023-11-10 | 瑞萨电子株式会社 | 计算装置和处理装置 |
CN111525867A (zh) * | 2020-04-03 | 2020-08-11 | 中国第一汽车股份有限公司 | 一种电机驱动控制平台 |
CN111525867B (zh) * | 2020-04-03 | 2022-04-05 | 中国第一汽车股份有限公司 | 一种电机驱动控制平台 |
CN113777535A (zh) * | 2021-09-13 | 2021-12-10 | 南方电网数字电网研究院有限公司 | 电流互感器极性校验方法、装置、计算机设备和存储介质 |
WO2023109421A1 (zh) * | 2021-12-17 | 2023-06-22 | 宁德时代新能源科技股份有限公司 | 死区补偿方法、装置、计算机设备和计算机可读存储介质 |
CN116840568A (zh) * | 2023-06-09 | 2023-10-03 | 湖南天正友选企业策划有限公司 | 一种电机驱动***中母线电容的高精度无损状态监测方法 |
CN116840568B (zh) * | 2023-06-09 | 2024-02-23 | 湖南栏海电气工程有限公司 | 一种电机驱动***中母线电容的高精度无损状态监测方法 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN105811839A (zh) | 永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法 | |
CN101699757B (zh) | 一种适合低速的开关磁阻电机无位置传感器控制方法 | |
CN102291080B (zh) | 基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法 | |
CN102437805B (zh) | 无位置传感器无刷直流电机重载相位补偿计算方法 | |
CN103036496B (zh) | 自适应反推控制的永磁同步电机dtc***及其控制方法 | |
CN108092532A (zh) | 一种基于pwm触发端电压采样的逆变器死区补偿方法 | |
CN201383763Y (zh) | 一种用于变频器的电流采样电路 | |
CN102497153B (zh) | 永磁同步电机功率角恒定自适应控制方法 | |
CN104995829B (zh) | 电力转换装置 | |
CN101515764A (zh) | 一种用于变频器的电流采样电路及其采样方法 | |
CN110492817A (zh) | 一种永磁同步电机的直接速度预测控制方法及设备 | |
CN103728883B (zh) | 无位置传感器主动控制型磁悬浮***的控制方法 | |
CN106059409A (zh) | 一种无位置传感器无刷直流电机转子换相误差校正方法及控制*** | |
CN104767435A (zh) | 基于中性点电压的无传感器无刷电机换相相位实时校正方法 | |
CN103414368A (zh) | 一种三相逆变器的死区补偿方法 | |
Wang et al. | Online feedback dead time compensation strategy for three-level T-type inverters | |
CN103259487A (zh) | 变频器控制电机的方法和变频器 | |
CN105699738A (zh) | 一种基于pwm的交流信号有效值测量方法 | |
CN104485868A (zh) | 表贴式永磁同步电机电流预测控制方法 | |
CN103457498A (zh) | 一种电机励磁设备及其死区补偿方法 | |
CN105408754A (zh) | 自动电动机适配 | |
Yang et al. | A voltage sensorless finite control set-model predictive control for three-phase voltage source PWM rectifiers | |
CN102279103B (zh) | 一种交流传动电力机车的传动***测试方法及装置 | |
CN105305897B (zh) | 无刷直流电机单斩波控制方式下反电势过零检测方法 | |
CN103117693A (zh) | 一种无需对转速微分运算的风轮机模拟器及其控制方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication | ||
WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
Application publication date: 20160727 |