具体实施方式
具体实施方式一:下面结合图1说明本实施方式,本实施方式基于所述电机及与该电机输入端连接的逆变器实现,它包括以下步骤:
步骤一:对电机进行测试,获取逆变器的直流母线电压和每相PWM占空比,重构出电机每相的参考输入电压;
步骤二:根据步骤一中重构出的电机每相的参考输入电压进行计算,获得电机的每相定子电阻值的辨识值RS;
步骤三:采用单相交流法测试电机,通过电流闭环PI调节器控制注入电机的电流的幅值和相位,获取此时逆变器的直流母线电压和每相PWM占空比,重构出电机每相的参考输入电压Udc·(Ta-Tb)/2,式中Udc为逆变器的直流母线电压,Ta为逆变器的A相PWM占空比,Tb为逆变器的B相PWM占空比,选择电流相位为零的时候开始,对重构出的电机每相的参考输入电压在一个电流周期内进行傅立叶变换,计算获得该电机每相的参考输入电压基波的实部和虚部;
步骤四:计算获得步骤三中重构出的电机每相的参考输入电压与电机每相的实际输入电压之间的误差电压,并通过傅立叶变换获得该误差电压基波的实部和虚部;
步骤五:根据步骤四中获得的误差电压基波的实部和虚部,计算获得电机每相的漏电感、转子电阻和互感。
具体实施方式二:本实施方式为对实施方式一的进一步说明,步骤二中获得电机的每相定子电阻值的辨识值RS的具体方法为:采用直流法测试电机,在电机的任意两相绕组间通过逆变器先后注入两个大小不同的直流电流,直流电流的大小通过PI调节器控制,根据采集电机稳态时的该两相绕组电流值IT1、IT2和重构获得的电机该两相绕组的参考输入电压值UT1、UT2,采用下式:
计算获得由于逆变器的功率器件的非线性引起的逆变器参考输出电压与电机每相绕组两端的实际电压值Ureal之间的电压误差值ΔU:
由该电压误差值ΔU计算获得电机绕组两端的实际电压值Ureal:
Ureal=UT2-ΔU,
根据电机每相绕组两端的实际电压值Ureal计算获得电机的每相定子电阻值的辨识值RS:
本实施方式中由于器件的非线性,加在电机绕组两端的实际电压值与逆变器的输出电压参考值存在误差。电机绕组两端的实际电压值Ureal为:
Ureal=(Udc-2UI)·D′-(UI+UD)(1-D′),
式中UI为IGBT的饱和导通压降;UD为反并联二极管导通压降;PWM脉宽给定值为t,实际占空比为D’=(t+td_off-td_on)/Ts,td_on为IGBT导通延迟时间,td_off为IGBT关断延迟时间。令D=t/Ts,ΔD=(td_off-td_on)/Ts,并假设UI近似等于UD,则上式可简化成:
UT2=Udc·D,
由于不同的功率器件其UI、td_off和td_on参数不同,如果直接根据器件的这些开关特性参数对输出电压进行补偿,将导致算法的通用性变差。
本实施方式对电机定子电阻的辨识方法采用了非线性补偿方法对其进行补偿,使得定子电阻值的辨识值RS的辨识精度更高。电机的定子电阻为采用直流实验来辨识,使用PI调节器控制直流电流的大小,通过注入两个大小不同的直流电流,采样其稳态时的电流,重构出此时电机的参考输入电压,通过求得两次电压与电流比的斜率来获得电机的定子电阻值。
具体实施方式三:本实施方式为对实施方式一或二的进一步说明,步骤三中计算获得电机每相的参考输入电压基波的实部和虚部的具体方法为:
设定PI调节器控制输入的交流电流信号的参考值iref *为:iref *=IAsin(ωt),
式中IA为该交流电流信号的幅值,ω为该交流电流信号的角频率,t为时间,
该PI控制输出的电压信号usα为:
usα=UAsin(ωt+θ),
式中UA为电压信号usα的幅值,θ为电压信号usα与电流信号的参考值iref *的相位差,在电机的电流相位为零的时刻开始对重构出的电机每相的参考输入电压在一个电流周期内经傅立叶变换计算获得电机每相的参考输入电压基波的实部URe和虚部UIm为:
式中T0为电压信号的周期。
由此得到电机的参考输入电压基波的实部URe和虚部UIm,以用于后序的参数辨识中。
具体实施方式四:本实施方式为对实施方式一、二或三的进一步说明,步骤四中重构出的电机的每相参考输入电压与电机每相的实际输入电压之间的误差电压uerr为:
式中
式中N为载波比,fc为载波频率,fout为输出电流的基波频率;
Td为逆变器的上、下桥壁间的实际死区时间:
Td=td+td_off-td_on,
式中td为对逆变器上、下桥壁间人为加入的死区时间,td_off为逆变器中器件的关断延迟时间,td_on为逆变器中器件的开通延迟时间,
Tout为逆变器输出电流的基波周期,
将该误差电压uerr经傅立叶变换得到该误差电压uerr的实部Re(uerr)和虚部Im(uerr)为:
根据此误差电压uerr的实部Re(uerr)和虚部Im(uerr)分量,可知误差电压对电机参考输入电压基波的实部URe和虚部UIm的影响。从而,在辨识电机参数时,根据误差电压对电机参考输入电压的影响,选择合理的方式对此误差进行自适应补偿,来提高参数的辨识精度。
具体实施方式五:本实施方式为对实施方式一、二、三或四的进一步说明,步骤四中计算获得电机每相的漏电感L1δ为:
式中X为电机的等效感抗,
f为注入电机的电流信号的频率。
具体实施方式六:本实施方式为对实施方式一、二、三、四或五的进一步说明,步骤四中计算获得电机每相的转子电阻Rr为:
式中j表示虚数,
具体实施方式七:本实施方式为对实施方式一、二、三、四、五或六的进一步说明,为使参考输入电压基波的实部URe接近其真实值,而对其进行补偿的方法为:
在电机的任意两相中注入两个频率相同、幅值不同的交流信号,采样这两个交流电流下电机电流和电机参考输入电压值,计算获得URe的补偿电压ΔUcomp为:
式中IA1为注入电机的第一个交流电流幅值,IA2为注入电机的第二个交流电流幅值,URe1为与IA1对应的第一个电机参考输入电压基波的实部,URe2为与IA2对应的第二个电机参考输入电压基波的实部,
在电机转子电阻Rr的辨识中,采用补偿电压ΔUcomp对URe进行补偿。
具体实施方式八:下面结合图1至图7说明本实施方式,本实施方式为对实施方式一、二、三、四、五、六或七的进一步说明,步骤四中计算获得电机每相的互感Lm为:
式中ZIm1为注入电机的电流信号频率为f1时所对应的电机感抗,ZIm2为注入电机的电流信号频率为f2时所对应的电机感抗,ω1为注入电机的电流信号频率为f1时电流信号的角频率:ω1=2πf1,
ω2为注入电机的电流信号频率为f2时电流信号的角频率:,ω2=2πf2,
式中UIm1为注入电流信号频率为f1时所对应的根据逆变器的直流母线电压和PWM占空比重构出的电机参考输入电压基波的虚部分量,
UIm2为注入电流信号频率为f2时所对应的根据逆变器的直流母线电压和PWM占空比重构出的电机参考输入电压基波的虚部分量。
本发明方法针对现有技术中存在的缺陷,分析了逆变器中由于元器件的各种非线性造成的影响,提出了一种自适应的非线性补偿方法。
对电机的漏电感和转子电阻通过单相交流实验进行辨识,实验过程中电流的频率和幅值通过PI调节器来进行控制,并通过依次注入两个频率相同,幅值不同的交流电流对逆变器器件的非线性进行自适应补偿,来提高参数的辨识精度。
最后,采用在电机的任意两相中注入一个频率较低的交流信号,同样采用单相交流实验法对电机互感进行辨识。对电机互感进行辨识的方法,考虑到电机的磁滞效应,首先在电机中注入了一个直流电流,使电机磁场建立起来,并达到额定,再注入幅值较小的交流信号,来辨识电机互感。
漏电感和转子电阻的辨识也是通过单相交流实验来获得的,在电机中注入单相交流电流时,电机中不会产生旋转的磁场,转子轴上输出的转矩为0,电机处于静止状态。注入交流电流的幅值和频率可通过PI调节器来控制,其原理图如图4所示。
PI调节器的给定值为交流电流信号的参考值iref *在理想情况下,对应PI调节器输出的电压信号usα为:usα=UAsin(ωt+θ)。
在该单相交流实验中,由于电机反电动势为0,仅加一个很小的电压即可让电流达到额定值。为了准确地辨识出电机参数,必须获得逆变器输出电压的精确数值,但是,由于逆变器输出电压是PWM波,输出电压难以精确测量,而且需要一些附加硬件的支持,增加成本。比较通用的做法是用程序中的参考电压当成逆变器的实际输出电压。在采用理想开关管和SPWM控制策略时,当开关频率很高的时候,参考电压和实际输出电压接近相同,但是由于开关管死区时间的存在,逆变器的参考电压和实际输出电压之间存在幅值和相位上的偏差。这种偏差会影响参数辨识的准确性,造成辨识出的参数误差较大,甚至整个***不能正常运行。为了提高辨识精度,需对电压进行补偿。
在PWM逆变器中,由于功率管为非理想的开关器件,其开通和关断有一段动作时间td_on和td_off。另外为了防止上、下桥臂的直通,一般需加入一段死区时间td。功率管开关延迟时间以及死区时间的存在,使得实际输出电压与参考电压存在一定的偏差Δuan,如图5所示。
根据上述分析可以看出,随着电流极性的变化,误差电压脉冲的方向也随着发生变化,而且随着载波频率的提高,误差电压脉冲出现的次数也随之提高,虽然死区时间很短,只有几个微秒,但是误差电压在一个周期之内累积起来,也会对输出电压的基波幅值产生较大的影响。误差电压与理想电压、实际输出电压的定性关系如图6所示。
假设载波频率非常高,也即不包含电流在一个载波周期内过零的情况,在半个电流周期时间内,首先求出误差电压脉冲序列的平均值,平均值的波形如图7所示。
载波比N表示每个输出电流周期内含有多少个载波周期,根据的计算公式可知,由于逆变器的死区效应引起的输出电压误应与电流的大小无关,但是与电流的极性有关,且与死区时间和开关频率成正比。得到误差电压uerr的表达式。
由误差电压uerr计算获得的实部Re(uerr)和虚部Im(uerr)可知,在单相交流实验中,逆变器的死区效应仅对其输出电压基波的实部有影响,而对输出电压基波的虚部没有影响。为提高电机参数辨识的精度,则需对误差电压进行补偿。
由于逆变器输出的电压基波的虚部不受死区效应的影响,于是得到电机的等效感抗的计算式。根据图2所示等效电路可知,当电机中注入的电流频率很大时,励磁支路阻抗很大,可近似看成开路,因此得到电机的漏电感L1δ的计算式。
对电机的转子电阻R
r的辨识:在辨识电机的转子电阻R
r时,为了防止集肤效应的影响,电机注入的交流电流信号的频率不能太高。在本发明中交流电流信号频率取为电机的额定滑差频率。根据图2,可获得电机每相励磁绕组两端的电压
,进而计算获得电机的转子电阻R
r,由于
中涉及的U
Re受死区效应的影响,与实际值会有一定的误差,即为误差电压u
err的实部Re(u
err)。为了对此误差进行补偿,可在电机任意两相中注入两个频率相同,幅值不同的两个交流信号,采样这两个电流下的电流和计算电机的参考输入电压值,计算出此误差值,然后对电机参考输入电压进行补偿。
假设注入电机的两个电流幅值分别为IA1和IA2,则有
根据上述两式推导,可获得URe的补偿电压ΔUcomp:
根据补偿电压ΔUcomp对URe进行修正后,再计算电机每相励磁绕组两端的电压最后求得电机的转子电阻Rr。
对电机互感的辨识:
在辨识电机互感时,考虑到电机磁滞效应的影响,直接采用单相交流实验辨识出的互感与注入交流电流的幅值有关,且辨识出的互感值波动较大。为了辨识出电机额定励磁状态下的互感参数,需要首先往电机中注入一个直流电流将电机磁场激励起来,并使其达到额定,此时再注入一个幅值较小的交流信号将电机互感辨识出来。
由于直流电流的注入,死区效应对输出电压误差的影响不再如误差电压uerr的实部Re(uerr)所示。且随着直流电流大小的不同,误差大小不同。但输出电压基波的虚部仍不受死区效应的影响。由此可知,在电机任意两相中注入一个直流电流信号,并在其基础上依次迭加两个幅值相同,频率不同的交流电流信号,设注入的交流信号角频率分别为ω1和ω2,则有
计算获得电机的互感Lm。
本发明中图2所示的电机等效电路基于电机绕组为星型接法,因此,当电机绕组采用三角形接法时,需要首先将电机绕组等效转换成星型接法。
具体实施方式八:本发明方法可在通用逆变器的参数辨识算法中应用。设定逆变器的核心控制芯片采用STM32F103,通过逆变器的输出控制电机运行。用一台22kW的逆变器分别带7.5kW和15kW的电机进行了参数辨识实验,并把辨识结果与其参考值相比较。2台电机的铭牌参数如表1所示,逆变器参数辨识的结果如表2和表3所示。
表1测试电机铭牌参数表
型号 |
额定功率 |
额定电压 |
额定电流 |
额定转速 |
接法 |
|
7.5kW |
380V |
15.4A |
1440rpm |
Δ |
YZR180L-6 |
15kW |
380V |
35A |
962rpm |
Δ |
表2逆变器参数辨识结果(7.5kW电机)
电机功率 |
定子电阻 |
转子电阻 |
定、转子漏感 |
互感 |
空载电流 |
参考值 |
0.563Ω |
0.383Ω |
3.3mH |
98.56mH |
6.95A |
辨识值 |
0.5766Ω |
0.3944Ω |
3.32mH |
97.17mH |
7.02A |
误差 |
2.4% |
2.97% |
0.6% |
1.4% |
1% |
表3变频器参数辨识结果(15kW电机)
电机功率 |
定子电阻 |
转子电阻 |
定、转子漏感 |
互感 |
空载电流 |
参考值 |
0.318Ω |
0.538Ω |
1.54mH |
40.14mH |
17.6A |
辨识值 |
0.3294Ω |
0.5504Ω |
1.532mH |
39.613mH |
17.03A |
误差 |
3.58% |
2.3% |
0.52% |
1.3% |
3.2% |
从上面的实验数据可知,采用本发明方法辨识电机参数的平均辨识误差在5%以内。实验表明,本发明提供的参数辨识方法辨识精度高,完全能满足矢量控制的要求。