CN105391279A - 用于含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的***和方法 - Google Patents

用于含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的***和方法 Download PDF

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Abstract

本公开的实施例提供了用于含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的***和方法。根据实施例，一种电路包括常关断晶体管和常导通晶体管，该常导通晶体管包括耦合到常关断晶体管的第一负载路径端子的第二负载路径端子以及耦合到常关断晶体管的第二负载路径端子的控制端子。该电路进一步包括具有耦合到常关断晶体管的控制端子的输出、配置成耦合到第一电源的第一电源端子以及配置成耦合到第二电源的第二电源端子的驱动器电路。常导通晶体管的第二负载路径端子进一步配置成耦合到第一电源的第二电源端子并且耦合到第二电源的第一电源端子。

Description

用于含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的***和方法
相关申请的交叉引用
本申请涉及如下共同待决共同转让的专利申请：____提交的、序列号为____、代理人案号为INF2014P50928，通过引用将该申请整体合并于本文。
技术领域
本公开一般地涉及电子装置，并且特别地涉及用于具有常导通晶体管和常关断晶体管的开关的***和方法。
背景技术
电源***在从计算机到汽车的很多电子应用中无处不在。一般地，电源***内的电压由通过操作具有电感器或者变压器的开关执行DC-DC、DC-AC和/或AC-DC转换生成。一类这样的***包括开关式电源(SMPS)。SMPS通常比其他类型的功率转换***更有效率，因为通过电感器或者变压器的受控地充电和放电来执行电源转换，并且减少由电阻性电压降引起功率损耗的能量损耗。
其中，SMPS的具体拓扑包括降压-升压转换器以及反激式转换器。降压-升压转换器一般使用电感器，而反激式转换器将负载隔离并且通过使用变压器可以将电压转换比倍增。除能量储存元件(电感器或变压器)外，开关的操作尤其重要，尤其是在高电压应用中。
关于在高电压环境中操作半导体开关出现的一个问题是避免由于施加到半导体开关的高电压造成器件毁坏。一些***依赖使用专门设计的用来承受在高电压电源中遇到的高总线电压的器件。然而，即便使用高电压器件，仍然存在关于确保电源电路中的器件能够承受开关式电源内可能出现的高电压瞬变情况的一些设计挑战。例如，在一些开关式电源中，电源电路内的瞬变电压可能超过电源***内存在的DC或者静态总线电压。
发明内容
根据实施例，一种电路包括常关断晶体管和常导通晶体管，该常导通晶体管包括耦合到该常关断晶体管的第一负载路径端子的第二负载路径端子以及耦合到该常关断晶体管的第二负载路径端子的控制端子。该电路进一步包括具有耦合到常关断晶体管的控制端子的输出、配置成耦合到第一电源的第一电源端子的第一电源端子以及配置成耦合到第二电源的第二电源端子的第二电源端子的驱动器电路。常导通晶体管的第二负载路径进一步配置成耦合到第一电源的第二电源端子并且耦合到第二电源的第一电源端子。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考结合着附图的下列描述，其中：
图1a-图1b图示了常规的复合开关电路；
图2图示了根据本发明的实施例的开关电路；
图3a-图3b图示了根据另外的实施例的复合开关电路；
图4图示了采用开关电路的实施例的开关式电源的实施例；
图5图示了方法的实施例的流程图；以及
图6图示了方法的另外的实施例的流程图。
除非另外指出，在不同的附图中对应的数字和符号一般指示对应部分。附图被绘制用于清楚地说明优选实施例的有关方面并且不一定成比例绘制。为了更清楚地说明某些实施例，指示同一结构、材料或者工序的字母可以跟随图号。
具体实施方式
下面详细地讨论目前优选的实施例的制作和使用。然而，应当理解，本发明提供很多可以在各种各样的特定背景中实施的可应用的发明构思。所讨论的特定实施例仅仅说明制作和使用本发明，并不限制本发明的范围。
本发明将关于在用于具有与常关断晶体管串联耦合的常导通晶体管的开关的***和方法的特定背景中的优选实施例描述。本发明的实施例也可以应用于采用这种电路结构的各种***，例如开关式电源。
在本发明的实施例中，用于驱动具有与常关断晶体管串联的常导通晶体管的复合开关的开关控制器包括驱动器电路，该驱动器电路配置成驱动诸如增强型MOSFET之类的常关断晶体管的栅极，而常导通晶体管的栅极耦合到常关断晶体管的源极。通过将驱动器电路参照常关断晶体管的漏极，可以削弱和/或消除在常关断晶体管的该漏极处的大瞬变。因此，减少了常关断器件上的电压应力，由此允许常关断器件的尺寸变化并且配置成减少开关损耗。这种开关的实施例可以在诸如开关式电源、功率因子控制器(PFC)以及其他功率转换电路之类的各种开关电路中使用。
诸如结型场效应晶体管(JFET)以及氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)之类的某些类型功率晶体管表现为“常导通”器件，因为当零伏特施加在晶体管的栅极和源极之间时，它们处于导通状态。为了将这些晶体管关断，将足够高的负栅极电压施加在该晶体管的栅极和源极之间。例如，在GaNHEMT情况中，该反向电压可能在大约-5V和大约-8V之间，然而，在一些器件中也可能出现超出该范围的关断电压。因此，在诸如那些采用电荷泵来产生负偏置电压之类的一些***中，在电荷泵具有足够的时间产生足够高的负电压以关断常导通器件之前，存在常导通器件可能导致器件的电源轨之间短路的风险。此外，在各种故障的情况下，也存在短路的风险。
如在图1a中图示的，处理该问题的一种方式是通过将常导通器件与诸如增强型MOSFET器件的常关断器件以共源共栅(cascode)配置串联耦合。如图所示，在节点S’处，常导通晶体管102的源极耦合到常关断晶体管104的漏极，并且常关断晶体管104的栅极由驱动器电路106驱动。
这里，常关断晶体管104的栅极G作为由驱动器电路106驱动的控制端子，而常导通器件102的栅极连接到常关断器件104的源极S。在启动期间，串联结合的常导通器件和常关断器件是非导通的。一旦所需的供电电压变得可用，常关断器件可以由输入信号驱动，使得常导通器件作为共源共栅器件起作用。如果通过开关的电流流动被强迫在反向方向上，则常关断晶体管104的体二极管BD变成正向偏置。由于电路拓扑(即将常导通晶体管102的源极节点S’与常关断晶体管104的源极节点S连接)，常导通晶体管保持处于其导通状态，即VGD>0。
然而，当作为共源共栅操作时，复合器件有很多问题。首先，可能出现开关损耗，因为常导通晶体管102的栅极-源极电容由高电源驱动而不是由低栅极驱动器供电电压驱动。此外，因为常关断器件104的漏极电容，可能出现附加开关损耗，常关断器件104可以是非常大的器件以便处理低电流并且具有低阻抗。随着常关断器件104的寄生漏极电容在操作期间被充电和放电，功率被损耗。
共源共栅配置的另一个问题是在常关断器件104上有电压应力的可能。例如，在操作期间，由于来自常导通器件102的漏极的电容性耦合，节点S’处的电压可能具有大的电压瞬变。换句话说，节点S处的电压超过常导通晶体管102的负阈值，并且在一些快速切换情况下可能达到20V及以上。
图1b图示了可以操作包括常导通晶体管和常关断晶体管的复合器件的另一种方式。这里，常导通晶体管102的栅极G1使用驱动器108直接驱动，并且常关断器件104的栅极G2根据欠压锁定块110的输出而接通，欠压锁定块110在电源112已达到足够将常导通器件102关断的电压之后接通常关断器件104。在正常操作期间，常关断器件104保持在导通状态。在启动期间和故障情况下，常关断器件104可以被切断，并且二极管D1通过将常导通器件102的栅极G1钳位到常关断器件104的源极电压来防止常导通器件的漏极电压达到高电压。然而，在这种直接驱动配置中，可能需要专用驱动器来驱动常导通器件102和常关断器件104的栅极G1和栅极G2两者。直接驱动方法的另一个问题是串联连接器件两端的高反向电流导致常导通器件102两端的高电压降。
图2a图示了根据本发明实施例的包括与常关断器件204串联耦合的常导通器件202的复合开关和驱动器200。如图所示，常导通器件与常关断器件以共源共栅配置驱动。二极管210代表常关断器件204的体二极管。常导通器件202的栅极耦合到常关断器件204的源极节点S，并且常关断器件204的栅极由驱动器电路212基于在输入引脚VinC处接收的开关输入信号来驱动。欠压锁定电路216将常关断器件204保持关断(OFF)，直到检测到电源222已形成足够操作***的电压。在一个实施例中，电压锁定电路216将常关断器件204保持关断，直到检测到电源222的电压已经超过阈值。在一些实施例中，该阈值可以在5V和大约12V之间，优选10V。然而，取决于特定实施例及其规格，也可以使用该范围之外的电压。
如图所示，电源220配置成产生电压VP，并且电源222配置成产生电压VN。在一些实施例中，电源电压VP在大约5V和大约12V之间，并且电源电压VN在大约5V和大约12V之间。备选地，取决于特定实施例及其规格，可以使用该范围之外的电压。
常导通器件202的源极节点S’耦合到电源220和电源222之间的公共节点。在实施例中，驱动器电路212配置成向常关断器件204的栅极提供开关信号，该开关信号在电源220的正极端子电压和电源222的负极端子电压之间切换。在实施例中，常导通器件202使用GaNHEMT器件实施，并且常关断器件204使用n沟道MOSFET器件实施。
如图所示，由驱动器电路212产生的开关电压参照常关断器件204的漏极。通过将开关电压参照常关断器件204的漏极节点S’，由于电源220和电源222参照的方式，削弱和/或消除了在常关断器件204的漏极节点S’的大瞬变。
在实施例中，复合开关和驱动器200的操作如下进行。由于常关断器件202的栅极与常关断器件的MOSFET源极的连接，
VGS,GaN+VDG,MOS+VGS,MOS＝VSS’+VS’G+VGS＝0，(1)
其中VGS,GaN和VSS’代表常导通器件202的栅极-源极电压，VDG,MOS和VS’G代表常关断器件204的漏极-栅极电压，并且VGS,MOS和VGS代表常关断器件204的栅极-源极电压。因此，经由施加在常关断器件204的栅极和漏极之间的电压VGD,MOS来控制该布置是可能的。
在实施例中，ON(导通)状态由VGD,MOS＝-VS’G＝VP限定。从(1)可以推导出下列关系：VGS,GaN+VGS,MOS＝VP。因此，
VGS,GaN＝-VDS,MOS＝-Ron,MOS*I，(2)
其中Ron,MOS是常关断器件204的导通电阻，并且I是流过常导通器件202和常关断器件204的电流。由于等式(2)的表达式是负的，因此VGS,MOS总是比VP大。因此，与标准情况相似，常关断器件204可以借助于高于其阈值的正电压VP被简单地接通。从等式(2)显而易见的是常导通器件202也是导通的。由于MOS沟道两端的电压降通常非常小，因此常导通器件202的栅极-源极电压轻微为负，但是仍然足够高于其阈值。
在实施例中，导通状态由VGS,GaN>Vth,GaN和VGS,MOS>Vth,MOS限定，其中Vth,GaN是常导通器件202的阈值并且Vth,MOS是常关断器件204的阈值。因此，
VGS,GaN+VGS,MOS＝VGD,MOS>Vth,GaN+Vth,MOS(3)
是必要的导通条件。在关断状态中，驱动器电路212迫使VGD,MOS等于VN。如果不满足必要“导通”条件(3)，则整体的结构是关断的，使得VN<Vth,GaN+Vth,MOS。因此，图2的电路表现为经典的共源共栅，尽管使用负电压将器件关断。如果必需的电压不可用，例如在启动期间或者在故障期间，为了保证电路处于关断状态，欠压锁定电路216感测由电源222产生的足够大的电压VN的存在。闭合开关214将电路保持在关断状态，甚至在电源222的电压VN还未被充电到足够的电压以操作该***时。
在实施例中，常关断器件204两端的关断状态电压受到限制。根据(1)，S’和S之间的电压由
VDS,MOS＝VS’S＝VS’G+VGS＝VN+Vth,MOS(4)
给出并且限制到该值。由于在S’处的电压的增加倾向于接通常关断器件204，因此经由驱动器电路212的负反馈环将该电压限制到(4)中给出的值。通过以该方式限制常关断器件204两端的电压，在一些实施例中不一定在应力和效率之间进行折中。换句话说，常关断器件204的尺寸可以变小以便最小化开关损耗，而没有处理节点S和S’之间的大电压瞬变的惩罚。
在本发明的实施例中，复合开关和驱动器200可以用于实施各种各样的电子电路中的开关。例如，复合开关和驱动器200可以用于在诸如那些描述在共同待决共同转让的专利申请：代理人案号为INF2014P50928、序列号为____中的开关式电源、功率因子转换器以及H桥电路中实施开关。
图3a图示了可配置成在共源共栅模式和直接驱动模式下操作的复合开关和驱动器300的实施例。复合开关和驱动器300与图2图示的复合开关和驱动器200相似，添加了具有耦合到常导通晶体管202的栅极的输出的三态驱动器电路306以及由Mode信号控制的开关312。在共源共栅模式操作期间，将开关312闭合，由此将常导通晶体管202的栅极耦合到常关断器件204的源极，并且三态驱动器电路306的输出被置于高阻抗状态。在驱动器电路212的输入VinC处引入开关信号。因此，复合开关和驱动器300以与前面在图2中描述的复合开关和驱动器200相同的方式操作。换句话说，常导通晶体管202作为共源共栅器件起作用，并且常关断器件204提供开关信号。
在直接驱动操作期间，将开关312断开，并且将高电平逻辑信号施加到驱动器电路212的输入VinC，由此将常关断器件204接通。将开关信号施加到驱动器电路306的输入VinD，驱动器电路306接着将该开关信号施加到常导通晶体管202的栅极，由此根据该开关信号接通和关断常导通晶体管202。在一个实施例中，驱动器电路306将常导通晶体管202的栅极在常导通晶体管202的源极节点S’的电势和电源222的负极端子处的电势之间切换。因此，常导通晶体管202通过在其源极端子和漏极端子之间施加零伏特而接通，并且通过在其源极端子和漏极端子之间施加大约VN的负电压而关断。
图3b图示了根据包括附加模式控制电路的另外的实施例的复合开关和驱动器***350的实施例。如图所示，输入信号Mode控制复合开关和驱动器***350的模式，使得当逻辑HIGH施加到Mode输入时，***操作在共源共栅模式并且当逻辑LOW施加到Mode输入时，***操作在直接驱动模式。如图所示，Mode输入信号施加到开关312、驱动器电路306的三态输入引脚Tri以及多路复用器302和304。因此，当逻辑HIGH施加到Mode输入信号时，将开关312闭合并且将三态驱动器电路212的输出设置成高阻抗，由此将常关断器件204的源极节点S耦合到常导通器件202的栅极。模式输入信号还经由多路复用器304将输入开关信号Vin路由到驱动器电路212的输入VinC，并且经由多路复用器302将逻辑LOW信号路由到三态驱动器电路306的输入VinD，由此将输入开关信号路由到驱动器电路212。在一些实施例中，由于三态驱动器电路306操作在高阻抗输出模式，可以将逻辑HIGH信号提供到三态驱动器电路306的输入VinD。
另一方面，当逻辑LOW施加到Mode输入信号时，将开关312接通并且三态电路306配置成驱动常导通器件202的栅极，由此直接地驱动常导通器件202。Mode输入信号还经由多路复用器302将输入开关信号Vin路由到三态驱动器电路306的输入VinD并且经由多路复用器304将逻辑HIGH信号路由到驱动器电路212的输入VinC，由此将输入开关信号路由到驱动器电路306并且接通常关断器件204。
应当理解，图3b所示的复合开关和驱动器***305仅仅是复合开关和驱动器***的一个具体的实施例示例。在备选的实施例中，可以使用其他功能上相似的电路和拓扑。例如，在一些实施例中，Mode输入信号的极性可以反转，使得HIGHMode输入信号选择直接驱动模式并且LOWMode输入信号选择共源共栅模式。在一些实施例中，可以使用多位选择逻辑。
图4图示了根据本发明实施例的开关式电源转换器400，该电源转换器配置成将诸如在输入端口Vin处的50Hz到60Hz的线电压之类的AC输入信号转换成在输出端口Vout处的DC输出电压。例如，在一个实施例中，开关式电源转换器400配置成将120VAC或240VAC输入的50Hz到60Hz的电力线输入电压转换成大约400V的DC输出电压。备选地，可以使用操作在相同或不同频率范围的其他输入和电压。
开关式电源转换器400包括使用根据本文描述的实施例的复合开关和驱动器402和406的实施例实施的H桥。该H桥经由电感器412耦合到输入端口Vin。在开关式电源转换器400的操作期间，复合开关和驱动器402和406将电感器412磁化和消磁，使得功率从输入端口Vin传送到输出端口Vout。电容器414代表开关式电源转换器400的输入电容并且电容器410代表开关式电源转换器400的负载电容。复合开关和驱动器402和406的每个实施例包括与常关断器件串联耦合的常导通器件并且配置成在输入引脚Vin处接收开关信号以及在输入引脚M处接收模式选择信号。在实施例中，控制器418向复合开关和驱动器402和406的实施例以及开关和驱动器404和408提供开关信号，其时序配置成将在输入端口Vin处的AC输入信号转换成在端口Vout处的DC输出信号。控制器418可以使用本领域已知的基于H桥的开关式电源控制器实施。在一些实施例中，控制器418可以采用来自各种节点和开关式电源转换器400的电流支路的电流和/或电压反馈，以便提供输出电压、输出电流和/或输入电流的反馈控制。例如，耦合到复合开关和驱动器406和402的开关信号S1和S2以及耦合到开关和驱动器404和408的开关信号S3和S4可以配置成提供受控的输出电压和受控的输入电流，使得功率因子校正得以实现。在实施例中，驱动器404和408提供返回电流路径，并且可以使用如图所示的用开关信号S3和S4驱动的同步整流器实施。在这种实施例中，复合开关和驱动器404和408可以配置成共源共栅器件。在备选的实施例中，可以使用简单的二极管或者其他开关结构来代替复合开关和驱动器404和408。
在实施例中，复合开关和驱动器402和406的实施例中的每个配置成：当在输入引脚M处设置逻辑HIGH时，操作在共源共栅模式，并且当在输入引脚M处设置逻辑LOW时，操作在直接驱动模式。在备选的实施例中，模式选择信号的极性可以反转。极性传感器416配置成感测输入线电压Vin的极性并且根据感测的线电压产生模式信号M1和M2。
在实施例中，选择复合开关和驱动器402和406的实施例的操作模式，使得减少开关损耗并且避免常导通器件两端的高电压反向偏置情况。例如，当在输入端口Vin处的电压具有正极性时，耦合到控制信号S1的复合开关和驱动器406实质上作为开关起作用，并且耦合到控制信号S2的复合开关和驱动器402实质上作为二极管起作用。因此，当在输入端口Vin处的电压具有正极性时，复合开关和驱动器402可以配置成共源共栅器件并且复合开关和驱动器406可以配置成直接驱动器件。当复合开关和驱动器402作为二极管起作用时，通过将其作为共源共栅器件操作，可以避免在常导通器件两端的大反向电压。尽管开关损耗稍微更高，在一些应用(尤其是高开关频率、中电压时)中可以减少总损耗。在其他应用中以及在不同条件下，取决于特定***及其规格，可以使用任意其他可能的结合(操作在共源共栅模式中的开关，直接驱动的二极管或者两者都处于共源共栅模式或者两者都直接驱动)。
当Vin改变极性时，器件402和406改变它们的功能。现在402用作开关，而406用作二极管。向复合开关和驱动器402和406的实施例分配的模式反转。例如，复合开关和驱动器406作为直接驱动器件操作并且复合开关和驱动器402作为共源共栅器件操作。通过动态地改变复合开关和驱动器402和406的实施例的操作模式以及在开关式电源转换器400各种操作阶段期间，由于常关断器件的寄生电容引起的减少的开关损耗，可以实现增加的效率。
图5图示了驱动复合开关的方法500的实施例的流程图，该复合开关包括具有耦合到常导通晶体管的第二负载路径端子的第一负载路径端子的常关断晶体管。在步骤502中，将常关断晶体管的第二负载路径端子处的电压施加到常导通晶体管的控制端子。在步骤504和506中，根据施加在其栅极和第一负载路径端子之间的开关信号，接通和关断常关断晶体管。更具体地，在步骤504中，通过将来自第一电源的第一端子的电压电势施加到常关断晶体管的控制端子，接通常关断晶体管。在步骤506中，通过将来自第二电源的第二端子的电压电势施加到常关断晶体管的控制端子，关断常关断晶体管。
图6图示了驱动包括与常关断晶体管串联耦合的常导通晶体管的复合开关的方法600的实施例的流程图。在实施例中，在步骤602中确定复合开关是将操作在共源共栅模式还是操作在直接驱动模式。例如，如在图4实施例中描述的，可以基于输入AC信号的极性做出该确定。如果选择共源共栅模式，则在步骤604中使用第一驱动电路将第一开关信号耦合到常关断晶体管的控制节点。同时在步骤606中，在其输出处于高阻抗状态时，第二驱动电路耦合到常导通晶体管的控制节点。在步骤608中，将耦合在常导通晶体管的控制节点和常关断晶体管的负载路径端子之间的开关闭合。
如果在步骤602中选择直接驱动模式，则在步骤610中使用第二驱动电路将第二开关信号耦合到常导通晶体管的控制节点。在步骤612中，使用第一驱动电路将恒定电压耦合到常关断晶体管的控制节点。将耦合在常导通晶体管的控制节点和常关断晶体管的负载路径端子之间的开关断开。
根据实施例，一种电路包括常关断晶体管和常导通晶体管，常导通晶体管包括耦合到常关断晶体管的第一负载路径端子的第二负载路径端子以及耦合到该常关断晶体管第二负载路径端子的控制端子。该电路进一步包括具有耦合到该常关断晶体管的控制端子的输出、配置成耦合到第一电源的第一电源端子的第一电源端子以及配置成耦合到第二电源的第二电源端子的第二电源端子的驱动器电路。常导通晶体管的第二负载路径端子进一步配置成耦合到第一电源的第二电源端子并且耦合到第二电源的第一电源端子。
在实施例中，常导通晶体管包括GaNHEMT器件，常导通晶体管的第一负载路径端子包括GaNHEMT器件的漏极，常导通晶体管的第二负载路径端子包括GaNHEMT器件的源极以及常导通晶体管的控制端子包括GaNHEMT器件的栅极。在一些实施例中，使用增强型MOSFET晶体管实施常关断晶体管，常关断晶体管的第一负载路径端子包括增强型MOSFET晶体管的漏极、常关断晶体管的第二负载路径端子包括增强型MOSFET晶体管的源极以及常关断晶体管的控制端子包括增强型MOSFET晶体管的栅极。
在一些实施例中，第一电源的第一电源端子配置成具有比第一电源的第二电源端子更高的电压，并且第二电源的第一电源端子配置成具有比第二电源的第二电源端子更高的电压。在一些实施方式中，该电路进一步包括第一电源和第二电源。
该电路可以进一步包括欠压锁定保护电路，该欠压锁定保护电路配置成当第二电源的电压低于阈值时，将常关断晶体管关断。在实施例中，该电路还包括耦合在常关断晶体管的控制端子和常关断晶体管的第二负载路径端子之间的开关。欠压锁定保护电路配置成：当第二电源的电压低于阈值时，将该开关闭合并且当第二电源的电压高于阈值时，将该开关断开。
根据另外的实施例，针对包括具有耦合到常导通晶体管的第二负载路径端子的第一负载路径端子的常关断晶体管的开关的方法包括：在常关断晶体管的第二负载路径端子处将电压施加到常导通晶体管的控制端子，通过将来自第一电源的第一端子的电压电势施加到常关断晶体管的控制端子来接通常关断晶体管，以及通过将来自第二电源的第二端子的电压电势施加到常关断晶体管的控制端子来关断常关断晶体管。常关断晶体管的第一负载路径端子以及常导通晶体管的第二负载路径端子耦合到第一电源的第二端子并且耦合到第二电源的第一端子。
在实施例中，该方法进一步包括测量在第二电源的第一端子和第二电源的第二端子之间的第一电压，并且当第一电压小于阈值时关断常关断晶体管。
在实施例中，常导通晶体管和常关断晶体管均使用FET晶体管实施，常导通晶体管的第二负载路径端子包括常导通晶体管的源极，并且常导通晶体管的控制端子包括常导通晶体管的栅极，常关断晶体管的第一负载路径端子包括常关断晶体管的漏极，并且常关断晶体管的负载路径端子包括常导通晶体管的源极。在一个示例中，常关断晶体管可以使用增强型MOSFET实施，并且常导通晶体管可以使用GaNHEMT实施。
在实施例中，接通常关断晶体管和关断常关断晶体管包括将开关信号施加到驱动器电路的输入并且用该驱动器电路的输出驱动该常关断晶体管的控制端子。该方法可以进一步包括使用开关将开关式电源中的电感器磁化和消磁。
在实施例中，一种开关包括增强型MOSFET晶体管、包括耦合到该增强型MOSFET晶体管的漏极的源极以及耦合到该增强型MOSFET晶体管的源极的栅极的GaNHEMT晶体管。该开关进一步包括具有耦合到该增强型MOSFET晶体管的栅极的输出、配置成耦合到第一电源的正极端子的第一电源端子以及配置成耦合到第二电源的负极端子的第二电源端子的驱动器电路。第一电源的负极端子、第二电源的正极端子、GaNHEMT的源极以及增强型MOSFET晶体管的漏极配置成耦合在一起。在实施例中，该开关进一步包括第一电源和第二电源。
该开关可以进一步包括耦合到第二电源的电源感测电路以及耦合到增强型MOSFET晶体管的栅极的第一开关。在一些实施例中，电源感测电路配置成当电源感测电路检测到第二电源的电压低于阈值时，经由第一开关将增强型MOSFET晶体管关断。
在实施例中，该开关耦合在增强型MOSFET晶体管的栅极和增强型MOSFET晶体管的源极之间，该增强型MOSFET晶体管可以使用例如n沟道器件实施。在一些实施例中，开关式电源耦合到该开关。
实施例的优点包括开关损耗以及由于反向偏置的常导通晶体管的电压降所致的损耗的降低。实施例的另外的优点包括操作与常关断器件串联耦合的常导通器件而不使常关断器件过应力的能力。因此，常关断晶体管的尺寸可以变化，并且常关断晶体管可以被配置使得降低开关损耗。
实施例的另外的优点包括通过选择操作模式的最适合结合针对不同的应用的优化可能性。
虽然本发明已经参考着说明性的实施例描述，但是该描述不意在以限制的意义解释。说明性实施例的各种修改和结合以及本发明的其他实施例对于参考该描述的本领域技术人员将是显而易见的。

Claims (20)

1.一种电路，包括：
常关断晶体管；
常导通晶体管，包括耦合到所述常关断晶体管的第一负载路径端子的第二负载路径端子以及耦合到所述常关断晶体管的第二负载路径端子的控制端子；以及
驱动器电路，包括耦合到所述常关断晶体管的控制端子的输出、配置成耦合到第一电源的第一电源端子的第一电源端子以及配置成耦合到第二电源的第二电源端子的第二电源端子，其中所述常导通晶体管的所述第二负载路径端子进一步配置成耦合到所述第一电源的第二电源端子并且耦合到所述第二电源的第一电源端子。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述常导通晶体管包括GaNHEMT器件，所述常导通晶体管的所述第一负载路径端子包括所述GaNHEMT器件的漏极，所述常导通晶体管的所述第二负载路径端子包括所述GaNHEMT的源极，并且所述常导通晶体管的所述控制端子包括所述GaNHEMT器件的栅极。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述常关断晶体管包括增强型MOSFET晶体管，所述常关断晶体管的所述第一负载路径端子包括所述增强型MOSFET晶体管的漏极，所述常关断晶体管的所述第二负载路径端子包括所述增强型MOSFET晶体管的源极，并且所述常关断晶体管的所述控制端子包括所述增强型MOSFET晶体管的栅极。
4.根据权利要求1所述的电路，其中：
所述第一电源的所述第一电源端子配置成具有比所述第一电源的所述第二电源端子更高的电压；并且
所述第二电源的所述第一电源端子配置成具有比所述第二电源的所述第二电源端子更高的电压。
5.根据权利要求4所述的电路，进一步包括所述第一电源和所述第二电源。
6.根据权利要求1所述的电路，进一步包括欠压锁定保护电路，所述欠压锁定保护电路配置成当所述第二电源的电压低于阈值时，关断所述常关断晶体管。
7.根据权利要求6所述的电路，进一步包括开关，所述开关耦合在所述常关断晶体管的所述控制端子和所述常关断晶体管的所述第二负载路径端子之间，其中所述欠压锁定保护电路配置成当所述第二电源的所述电压低于所述阈值时，闭合所述开关并且当所述第二电源的所述电压高于所述阈值时，断开所述开关。
8.一种操作开关的方法，所述开关包括常关断晶体管，所述常关断晶体管的第一负载路径端子耦合到常导通晶体管的第二负载路径端子，所述方法包括：
将所述常关断晶体管的第二负载路径端子处的电压施加到所述常导通晶体管的控制端子；
接通所述常关断晶体管，包括将来自第一电源的第一端子的电压电势施加到所述常关断晶体管的控制端子；以及
关断所述常关断晶体管，包括将来自第二电源的第二端子的电压电势施加到所述常关断晶体管的所述控制端子，其中所述常关断晶体管的所述第一负载路径端子和所述常导通晶体管的所述第二负载路径端子耦合到所述第一电源的第二端子并且耦合到所述第二电源的第一端子。
9.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：
测量在所述第二电源的所述第一端子和所述第二电源的所述第二端子之间的第一电压；以及
当所述第一电压小于阈值时，关断所述常关断晶体管。
10.根据权利要求8所述的方法，其中：
所述常导通晶体管和所述常关断晶体管均包括FET晶体管；
所述常导通晶体管的所述第二负载路径端子包括所述常导通晶体管的源极，并且所述常导通晶体管的所述控制端子包括所述常导通晶体管的栅极；
所述常关断晶体管的所述第一负载路径端子包括所述常关断晶体管的漏极；
并且所述常关断晶体管的所述负载路径端子包括所述常关断晶体管的源极。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述常关断晶体管包括增强型MOSFET，并且所述常导通晶体管包括GaNHEMT。
12.根据权利要求8所述的方法，其中接通所述常关断晶体管和关断所述常关断晶体管包括将开关信号施加到驱动器电路的输入并且用所述驱动器电路的输出驱动所述常关断晶体管的所述控制端子。
13.根据权利要求8所述的方法，进一步包括使用所述开关将开关式电源中的电感器磁化和消磁。
14.一种开关，包括：
增强型MOSFET晶体管；
GaNHEMT晶体管，包括耦合到所述增强型MOSFET晶体管的漏极的源极以及耦合到所述增强型MOSFET晶体管的源极的栅极；以及
驱动器电路，包括耦合到增强型MOSFET栅极的输出、配置成耦合到第一电源的正极端子的第一电源端子以及配置成耦合到第二电源的负极端子的第二电源端子，其中所述第一电源的所述负极端子、所述第二电源的所述正极端子、所述GaNHEMT的所述源极以及所述增强型MOSFET的所述漏极配置成耦合在一起。
15.根据权利要求14所述的开关，进一步包括所述第一电源和所述第二电源。
16.根据权利要求14所述的开关，进一步包括：
电源感测电路，耦合到所述第二电源；以及
第一开关，耦合到所述增强型MOSFET的所述栅极。
17.根据权利要求16所述的开关，其中所述电源感测电路配置成当所述电源感测电路检测到所述第二电源的电压低于阈值时，经由所述第一开关将所述增强型MOSFET关断。
18.根据权利要求16所述的开关，其中所述开关耦合在所述增强型MOSFET的所述栅极和所述增强型MOSFET的源极之间。
19.根据权利要求14所述的开关，其中所述增强型MOSFET是n沟道器件。
20.根据权利要求14所述的开关，进一步包括耦合到所述开关的开关式电源。
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