CN111758210B - 整流电路以及电源装置 - Google Patents

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Abstract

整流电路具备HEMT、与HEMT反向并联连接的二极管以及栅极驱动电路。栅极驱动电路包含栅极驱动电源、互补地接通的两个晶体管、包含HEMT的输入电容的第一电容器、被设置在用于对HEMT的输入电容充电的路径上的第二电容器、与第一电容器并联连接的第一电阻以及与第二电容器并联连接的第二电阻，在HEMT断开时，被控制为将HEMT的栅极电压低于源极电压。由此，提供一种使用HEMT构成的、减少了开关损失的整流电路。

Description

整流电路以及电源装置
技术领域
本公开涉及一种开关电源装置，特别是涉及一种作为开关元件而包括HEMT(HighElectron Mobility Transistor：高电子迁移率晶体管)的整流电路、以及使用其的电源装置。
背景技术
开关电源装置作为电子设备的电源装置而被广泛利用。开关电源装置所包含的开关元件例如使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。在MOSFET的漏极-源极之间寄生具有PN结的二极管。当电流在寄生二极管中流通时，在PN结中蓄积电荷，并流通有反向恢复电流。因此，使用了MOSFET的开关电源装置存在由于流通有反向恢复电流而使开关损失增大这一问题。
作为减少了开关损失的电源电路，专利文献1中记载了一种电源开关电路，其中，与和半导体开关元件反向并联连接的第一二极管并联地设置第二二极管，通过蓄积于经由第二二极管的电流路径的磁能减少反向恢复电流。非专利文献1也记载了相同的电路。
另外，作为不包括寄生二极管的晶体管，公知有使用了化合物半导体的晶体管。以下，着眼于使用了化合物半导体的一种晶体管亦即HEMT。HEMT是将二维电子气作为沟道的N沟道型的晶体管，不包括具有PN结的寄生二极管。因此，在HEMT中，在PN结中未蓄积电荷，未流通有反向恢复电流。因此，根据使用了HEMT的电源装置，能够大幅减少开关损失。
现有技术文献
专利文献
日本专利第4557015号公报
非专利文献
非专利文献1：D.Polenov等，“Influence of parasitic inductances ontransient current sharing in parallel connected synchronous rectifiers andSchottky-barrier diodes”，IET Circuits,Devices&Systems，第1卷，第5号，2007年10月
发明内容
本发明所要解决的技术问题
在使用了HEMT的开关电源装置中为了进一步减少开关损失，需要减少由蓄积于HEMT的输出电容的电荷引起的开关损失。进一步，在进行同步整流的开关电源装置的情况下，有必要进一步减少死区时间期间的导通损失。
因此，作为课题可举出提供一种使用HEMT构成的、减少了开关损失的整流电路、以及使用其的电源电路。
解决问题的方案
上述问题例如能够通过具备HEMT、与HEMT反向并联连接的二极管以及栅极驱动电路的整流电路来解决，其中，栅极驱动电路包括：栅极驱动电源；第一晶体管，其具有与栅极驱动电源的正极连接的第一导通端子和与第一节点连接的第二导通端子；第二晶体管，其具有与第一节点连接的第一导通端子和与栅极驱动电源的负极以及HEMT的源极端子连接的第二导通端子，并与第一晶体管互补地接通；第一电容器，其包括HEMT的输入电容，并设置在HEMT的栅极端子和源极端子之间；第二电容器，其经由第一节点，并被设置在对输入电容充电的路径上；第一电阻，其与第一电容器并联连接；第二电阻，其与第二电容器并联连接，并控制为：使二极管的导通开始时的正向电压降小于与HEMT以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT以断开状态反向导通时的电压降，连结HEMT的源极端子和漏极端子的路径中的、经由二极管的路径的电感大于经由HEMT的路径的电感，蓄积于二极管的寄生电容的电荷的量少于蓄积于HEMT的输出电容的电荷的量，栅极驱动电路在所述HEMT断开时使HEMT的栅极电压低于源极电压。上述的课题也能够通过具备这样的整流电路的电源电路来解决。
发明效果
根据所述整流电路，能够使用栅极驱动电路将HEMT的栅极电压和源极电极之差控制为：在HEMT接通时从0V瞬间改变为第一电压；在HEMT接通状态期间曲线的从第一电压改变为第二电压；在HEMT断开时从第二电压瞬时改变为第三电压；在HEMT断开状态期间从第三电压改变为0V。第一至第三电压取决于电源电压、两个电容器的电容值及两个电阻的电阻值的一方或双方。因此，通过适当决定电容值以及电阻值，能够在紧接HEMT接通之后、紧接HEMT断开之前以及紧接HEMT断开之后，将HEMT的栅极电压和源极电压之差控制为期望电平，并减少开关损失。另外，根据具备上述整流电路的电源电路，能够使用减少了开关损失的整流电路构成减少了开关损失的电源电路。
附图说明
图1是第一参考例所涉及的整流电路的电路图。
图2是SJMOS的寄生二极管的特性图。
图3是表示图1所示的整流电路的HEMT的栅极电压的控制方法的图。
图4是GaN-HEMT和SiC-SBD的特性图。
图5是GaN-HEMT的剖视图。
图6是表示图1所示的HEMT的输出电容的详情的图。
图7是GaN-HEMT的特性图。
图8是表示GaN-HEMT的模型化的特性的图。
图9是第一实施方式所涉及的电源电路(升压斩波电路)的电路图。
图10是在图9所示的点D中流通的电流的波形图。
图11是在图9所示的各点中流通的电流的波形图。
图12是图11的放大图。
图13是表示图9所示的电源电路的电流路径的图。
图14是在图9所示的点G中流通的电流的波形图。
图15是表示图9所示的电源装置的开关损失的积分值的图。
图16是表示第二参考例所涉及的整流电路的HEMT的栅极电压的控制方法的图。
图17是第一实施方式所涉及的整流电路的电路图。
图18是在图17所示的整流电路的波形图。
图19是表示在第二实施方式所涉及的整流电路设置电感器的方法的图。
图20是第三实施方式的第一例所涉及的电源电路(降压斩波电路)的电路图。
图21是第三实施方式的第二例所涉及的电源电路(中心抽头整流电路)的电路图。
图22是第三实施方式的第三例所涉及的电源电路(逆变电路)的电路图。
图23是第三实施方式的第四例所涉及的电源电路(图腾柱功率因数改善电路)的电路图。
具体实施方式
以下参照附图说明各实施方式涉及的整流电路。如后述那样，各实施方式所涉及的整流电路具备HEMT、与HEMT反向并联连接的二极管以及控制HEMT的栅极电压的栅极驱动电路。在说明各实施方式涉及的整流电路之前，首先说明参考例涉及的整流电路。
(第一参考例)
图1是第一参考例所涉及的整流电路的电路图。图1所示的整流电路19具备HEMT11和二极管12。二极管12的阳极端子与HEMT11的源极端子连接，二极管12的阴极端子与HEMT11的漏极端子连接。这样二极管12与HEMT11反向并联连接。此外，也可以在将二极管12与HEMT11反向并联连接的路径上设置不妨碍整流电路19的动作的元件。以下，将在HEMT11中电流从源极端子向漏极端子流通的情况称为反向导通，将反向导通时流通的电流称为反向电流。如图1所示，设定两点A、B。
在以下的说明中，HEMT11是氮化镓制的HEMT(以下称为GaN-HEMT)，二极管12是碳化硅制的肖特基势垒二极管(以下称为SiC-SBD)。更详细而言，HEMT11是漏极-源极间的额定电压为650V60A级、接通电阻为25mΩ(接合部温度Tj＝25℃)、阈值电压为2V的GaN-HEMT，二极管12是额定电压为650V、DC6A级(外壳温度Tc＝25℃)的SiC-SBD。
GaN-HEMT具有比硅晶体管高的绝缘破坏强度且为低电阻，因此适于整流电路19。在SiC-SBD中不产生反向恢复电流且为高耐压，因此适于整流电路19。此外，作为HEMT11，也可以使用GaAs(砷化镓)系、InP(磷化铟)系、或者SiGe(硅锗)系的HEMT。作为二极管12，也可以使用FRD(Fast Recovery Diode)、硅制的肖特基势垒二极管。GaN-HEMT具有输出电容比硅晶体管、碳化硅晶体管小这一优点。若相对于输出电容小的GaN-HEMT反向并联连接二极管，则电容增加，因此有损上述优点。
整流电路19具有以下的特征。第一：二极管12的导通开始时的正向电压降小于与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降。第二：连结HEMT11的源极端子与漏极端子的路径中的经由二极管12的路径的电感大于经由HEMT11的路径的电感。第三：蓄积于二极管12的寄生电容的电荷的量少于蓄积于HEMT11的输出电容的电荷的量。
HEMT11反向导通，整流电流在整流电路19中在附图内向上流通。此时，点A作为整流电流的分支点发挥功能，点B作为整流电流的合流点发挥功能。在HEMT11的源极端子与漏极端子之间，存在经由HEMT11的路径和经由二极管12的路径。在整流电路19中，经由二极管12的路径的电感大于经由HEMT11的路径的电感(第二特征)。例如，在经由HEMT11的路径的电感为5nH时，经由二极管12的路径的电感为50nH。为了表示该特征，附图中在经由二极管12的路径上记载有电感器13。电感器13用于表示两个路径的电感的大小关系，不一定必须是电感器元件。
HEMT11具有输出电容14，二极管12具有寄生电容15。HEMT11的输出电容14包括漏极-源极间的电容和漏极-栅极间的电容。后者比前者小，因此在附图中省略后者。二极管12的寄生电容15是阳极-阴极间的电容。
在整流电路19中流通的整流电流例如是使用电感器而被感应的矩形波。当未流通有整流电流时，以点A作为基准而对点B施加有高电压。在以下的说明中，整流电流是在0A和20A之间变化的矩形波，在未流通有整流电流时以点A作为基准对点B施加有400V的电压。
硅晶体管在施加了规定方向的电压时具有规定的耐压性能，但在施加了反向的电压时容易导通。例如，硅晶体管在以源极端子为基准对漏极端子施加了正的电压时具有规定的耐压性能，但在以漏极端子作为基准而对源极端子施加了正的电压时容易导通。其理由在于，因为在施加了反向的电压时与硅晶体管反向并联连接的寄生二极管导通。为了使用硅晶体管而实现上述GaN-HEMT的性能(650V60A级、接通电阻25mΩ)，需要使用被称为SJMOS(Super Junction Metal Oxide Semiconductor)的低电阻的硅晶体管。
图2是SJMOS的寄生二极管的特性图。图2中，横轴表示源极-漏极间电压(正向电压降)，纵轴表示正向电流。在图2所示的例子中，电流为2A时的正向电压降约为0.7V，电流为20A时的正向电压降约为0.8V。这样硅晶体管的寄生二极管的正向电压降为了用于整流电路19而较小。当在整流电路19中取代HEMT11而使用具有图2所示的特性的硅晶体管的情况下，为了使电流在二极管12中流通，需要二极管12的正向电压降比0.8V小。然而，具有这样的特性的二极管实际不存在。
HEMT11不具有寄生二极管，因此不会在HEMT11中产生由寄生二极管引起的电压降。另一方面，HEMT11具有横型构造(将源电极、栅电极、以及漏电极形成在相同面上的构造)，因此在HEMT11的反向导通时产生电压降。能够使HEMT11的反向导通时的电压降大于由硅晶体管的寄生二极管引起的电压降。
图3是表示控制HEMT11的栅极电压的方法的图。如图3所示，在HEMT11的栅极端子与源极端子之间设置有晶体管21。晶体管21的漏极端子与HEMT11的栅极端子连接，晶体管21的源极端子与HEMT11的源极端子连接。此外，也可以在连接HEMT11和晶体管21的路径上设置电阻、二极管。
在晶体管21接通时，将HEMT11的栅极电压控制为与源极电压相同的电平。若在该状态下以漏极端子为基准对HEMT11的源极端子施加正的电压(反向的电压)，则栅极电压与源极电压一起上升且比漏极电压高。若栅极-漏极间电压上升至HEMT11的阈值电压附近，则HEMT11反向导通。在HEMT11具有正的阈值电压的情况下，使HEMT11的栅极端子与源极端子短路，并使HEMT11反向导通，由此能够增大HEMT11的反向导通时的电压降，容易使电流在二极管12中流通。
图4是GaN-HEMT和SiC-SBD的特性图。图4中，纵轴表示在GaN-HEMT或者SiC-SBD中流通的电流，横轴表示GaN-HEMT的反向导通时的电压降、或者SiC-SBD的正向电压降。实线的坐标图表示本参考例所涉及的SiC-SBD的特性。虚线的坐标图表示具有2V的阈值电压的本参考例所涉及的GaN-HEMT的特性。点划线的坐标图表示具有0V的阈值电压的GaN-HEMT的特性。后二者的特性是栅极-源极间电压为0V时的特性(GaN-HEMT为断开状态时的特性)。针对双点划线的坐标图，在第二参考例中进行说明。各坐标图的倾斜度表示元件的电阻成分。此外，图4所示的四个坐标图是对实测数据进行了线性近似的图。
具有0V的阈值电压的HEMT以比具有2V的阈值电压的HEMT低的电压反向导通。常开型的HEMT(未图示)以比具有0V的阈值电压的HEMT低的电压反向导通。开始反向导通的电压越低的HEMT，反向导通时的电压降越小。
在本参考例中，为了增大反向导通时的电压降，作为HEMT11，使用具有正的阈值电压的部件。但是，若HEMT11的阈值电压过高，则由电压降引起的损失增大。因此，HEMT11的阈值电压优选为0.5V以上且5V以下，更优选为1V以上且3V以下。
如图4中虚线所示那样，具有2V的阈值电压的GaN-HEMT的反向导通时的电压降在电流为2A时约为2.1V，在电流为20A时约为3.0V。HEMT11的反向导通时的电压降大于由硅晶体管的寄生二极管引起的的电压降，因此在HEMT11的反向导通时容易在二极管12中流通有电流。通过如上述那样使用晶体管21将HEMT11的栅极电压控制为与源极电压相同的电平，能够增大HEMT11的反向导通时的电压降。
如图4中实线所示那样，SiC-SBD的导通开始时的正向电压降为1V。另外，SiC-SBD的正向电压降在电流为2A时约为1.4V，在电流为20A时约为5.0V。SiC-SBD的正向电压降虽在电流少时较小，但在电流为规定以上时比GaN-HEMT的反向导通时的电压降大。SiC-SBD虽以较低的电压导通，但若电流增加，则SiC-SBD的正向电压降会因电阻成分的影响而变大。
在整流电路19中，最优选在所使用的电流的范围内，二极管12的正向电压降比HEMT11的反向导通时的电压降小。在图4所示的例子中，最优选在0A以上且20A以下的范围内该条件成立。若简单地考虑，则可认为较小得设置二极管12的电阻即可。但是，若较小得设置二极管12的电阻，则二极管12的寄生电容15增加，蓄积于寄生电容15的电荷增加。因此，在整流电路19中，需要使蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷的量比蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷的量少(第三特征)。因此，对该条件(正向电压降)带来影响的寄生电容15不能无条件变小。换言之，对寄生电容15带来影响的电阻成分不能无条件变小。在图4所示的实线的坐标图中，尽可能减少蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷的量，并且二极管12的电阻被设定为不会过高。
在整流电路19中为了减少开关损失，需要使二极管12的导通开始时的正向电压降小于与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降(第一特征)。在上述的例子中，二极管12的导通开始时的正向电压降为1.0V，HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量为20A，与20A对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降约为3.0V。因此，整流电路19具有第一特征。
整流电路19优选为，除了第一至第三特征之外，还具有以下特征(第四特征)，即，与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量的10％对应的二极管12的正向电压降比与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降小0.2V以上。
当电压降之差为0.5V以上时，能够更有效地减少开关损失。另一方面，当电压降之差为10V以上时，前者的电压降为10V以上，因此由在HEMT11中流通的电流引起的损失增大。因此，优选电压降之差为0.2V以上且10V以下，更优选为0.5V以上且10V以下。在上述的例子中，与2A对应的SiC-SBD的正向电压降约为1.4V，与20A对应的GaN-HEMT的电压降约为3.0V。因此，整流电路19具有第四特征。在这种情况下，与2A对应的SiC-SBD的正向电压降为2.8V以下即可。
此处，对电感器13进行说明。在整流电路19中，在经由二极管12的路径上设置有电感器13。整流电路19具有第一特征，因此在HEMT11以接通状态反向导通时经由HEMT11而流通的电流的一部分在HEMT11断开后经由二极管12而流通。当该电流在电感器13中流通时，在电感器13中蓄积有磁能。在使用电感器13对HEMT11的输出电容14进行充电时，经由HEMT11的路径的电感会妨碍充电。因此，经由HEMT11的路径的电感优选尽可能小。
为了减少开关损失，经由二极管12的路径的电感优选为经由HEMT11的路径的电感的2倍以上，更优选为10倍以上。虽优选电感之差较大，但若该差过大，则在电流增加时耗费时间。因此，经由二极管12的路径的电感优选为经由HEMT11的路径的电感的10万倍以下。此处电感是指电流为0A附近的电感。
此外，图1中在点A与二极管12的阳极端子之间设置电感器13，但也可以在点B与二极管12的阴极端子之间设置电感器，也可以在点A与二极管12的阳极端子之间、以及在点B与二极管12的阴极端子之间这双方均设置电感器。无论在哪个位置设置电感器，只要电感相同，则可得到相同的效果。
以下，对蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷的量与蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷的量的关系进行说明。前者是将输出电容14充电至规定电压时流通的电荷的量，后者是将寄生电容15充电至规定电压时流通的电荷的量。为了抑制由蓄积于寄生电容15的电荷引起的损失，优选使蓄积于寄生电容15的电荷的量尽可能少。
在蓄积于寄生电容15的电荷的量为蓄积于输出电容14的电荷的量的70％以上时，由蓄积于寄生电容15的电荷引起的损失较大的情况成为问题。在蓄积于寄生电容15的电荷的量为蓄积于输出电容14的电荷的量的0.5％以下时，二极管12的电阻较大的情况成为问题。因此，蓄积于寄生电容15的电荷的量优选为蓄积于输出电容14的电荷的量的0.5％以上且70％以下，更优选为蓄积于输出电容14的电荷的量的5％以上且30％以下。在上述的例子中，当电压为400V时，蓄积于GaN-HEMT的输出电容的电荷的量为110nC，蓄积于SiC-SBD的寄生电容的电荷的量为8nC。在这种情况下，蓄积于寄生电容15的电荷的量为蓄积于输出电容14的电荷的量的约7％，且处于优选的范围内。
图5是GaN-HEMT的剖视图。如图5所示，GaN-HEMT具有在硅基板31上形成GaN层32和AlGaN层33、并在其上排列配置源电极34、栅电极35以及漏电极36的构造。在GaN层32与AlGaN层33之间形成有二维电子气层37。硅基板31被掺杂为N型，作为导电性层发挥功能。栅电极35下的二维电子气层37在栅极-源极间电压为0V时被耗尽。硅基板31与源电极34通过未图示的单元电连接。此外，也可以在硅基板31与GaN层32之间设置缓冲层。
在GaN-HEMT中，在二维电子气层37的下层存在导电性层(硅基板31)，导电性层与源电极34电连接。因此，在具有与源电极34相同的电压的导电性层与漏电极36之间形成有静电电容。在与漏电极36连接的二维电子气层37与导电性层之间也形成有静电电容。这样新形成两个静电电容，因此GaN-HEMT的输出电容变大。
即便未将导电性层与源电极34电连接的情况下，也会在导电性层与源电极34之间以及导电性层与漏电极36之间形成静电电容。因此，完全除去由设置导电性层而产生的影响较为困难。这一点在导电性层与二维电子气层37之间的距离为200μm以上时几乎不成为问题，但在距离为50μm以下时成为问题，距离为10μm以下时成为较大的问题。
图6是表示HEMT11的输出电容14的详情的图。如图6所示，输出电容14通常包括输出电容14a和由导电性层产生的输出电容14b。在除图6以外的附图中，将两个输出电容14a、14b记载为一个输出电容14。此外，HEMT的导电性层不局限于被掺杂为N型的硅基板，无论是被掺杂为P型的硅基板，还是具有导电性的其他构件均成为相同的结果。
图7是GaN-HEMT的特性图。图7中，横轴表示漏极电压，纵轴表示输出电容。在该例子中，GaN-HEMT的额定电压为650V。如图7所示，GaN-HEMT的输出电容根据漏极电压而变化。对于输出电容而言，漏极电压越低则输出电容越大，在漏极电压为规定值(此处50V)以下时输出电容特别大。
图8是表示GaN-HEMT的模型化的特性的图。图8所示的特性是对图7所示的特性进行了线性近似的结果。以下，为了容易说明，GaN-HEMT具有图8所示的特性。另外，将包括HEMT11且不包括二极管12和电感器13的整流电路称为比较例所涉及的整流电路。
在比较例所涉及的整流电路中，当对HEMT11的输出电容14进行充电时产生损失。特别是，当以高电压(施加于HEMT11的漏极端子的400V的电压)对输出电容14进行充电时容易产生损失。损失的大部分在充电的初始阶段输出电容14的电压低时产生。HEMT11的输出电容14在电压低时较大(参照图8)，因此在充电的初始阶段输出电容14的电压的上升变慢，由于电压低的期间持续得较长，所以损失更大。与输出电容14的电压高时流通的电荷相比，输出电容14的电压低时流通的电荷会产生更大的损失。
在本参考例所涉及的整流电路19中，二极管12和电感器13在输出电容14的电压低时对HEMT11的输出电容14进行充电。电感器13在输出电容14的电压低时产生较低的电压，使用其对HEMT11的输出电容14进行充电。因此，针对示出电压越低则输出电容越大的特性的GaN-HEMT，能够有效地减少损失。
为了起到上述效果，HEMT11的漏极电压处于额定电压的0％以上且10％以下的范围内时的HEMT11的输出电容14的平均值优选为HEMT11的漏极电压为额定电压时的HEMT11的输出电容14的2倍以上，更优选为4倍以上。
在图8所示的例子中，漏极电压为0V以上且50V以下时的输出电容为1050pF，漏极电压为50V以上且650V时的输出电容为150pF。漏极电压处于额定电压的0％以上且10％以下的范围(0V以上且65V以下的范围)内时的输出电容的平均值为840pF。输出电容的平均值是漏极电压为额定电压时的输出电容的5.6倍，因此可以说是更优选的值。
以下，对整流电路19的动作进行说明。首先，以点B为基准对点A施加正的电压。此时，整流电路19反向导通，且流通有规定量的整流电流。HEMT11在整流电流开始流通后接通。在HEMT11为接通状态的期间，整流电流在HEMT11中流通。
HEMT11在整流电流停止前断开。整流电路19具有第一特征，因此在HEMT11断开后，整流电流的一部分经由二极管12而流通。整流电流最终根据元件的电阻、上升电压特性，分为两个路径流通。例如，20A的整流电流分为在HEMT11中流通的12A的电流和在二极管12以及电感器13中流通的8A的电流。通过后者的电流，在电感器13中蓄积有磁能。当流通有20A的电流时，以点B为基准，点A的电压约为2.6V。
接下来，为了停止整流电流，以点A为基准对点B施加400V的正的电压。由此，整流电流减少。伴随着整流电流的减少，在电感器13中产生电压，流通有由蓄积于电感器13的磁能产生的电流，HEMT11的输出电容14被充电。
在比较例所涉及的整流电路中，HEMT11的输出电容14通过施加于两点A、B之间的400V的电压被充电。因此，电荷急剧流通，由充电引起的损失增大。在将输出电容14充电至400V的情况下，电荷在充电的初始阶段(输出电容14的电压低时)急剧流通。
相对于此，在整流电路19中，HEMT11的输出电容14通过由电感器13产生的较低的电压被充电。与比较例所涉及的整流电路不同，电荷未急剧流通，因此能够减少由充电引起的损失。由电感器13产生的电压与输出电容14的电压自动地一致，因此电感器13不产生必要以上高的电压。因此，根据整流电路19，能够减少HEMT11的输出电容14的充电开始时的损失。
在整流电路19中，HEMT11的输出电容14通过由电感器13产生的电压和施加于两点A、B之间的电压被充电。在比较例所涉及的整流电路中，由充电引起的损失大多在输出电容14的电压低时产生。另一方面，在整流电路19中，能够减少输出电容14的电压低时的损失。因此，根据整流电路19，即便在输出电容14的电压稍微变高后使用施加于两点A、B之间的电压对输出电容14进行充电，与比较例所涉及的整流电路相比也能够减少损失。
例如当在两点A、B之间施加400V的电压的情况下使用由电感器13产生的电压将输出电容14充电至20V(400V的5％)时，能够减少由充电引起的损失。为了起到损失减少的效果，只要能够使用由电感器13产生的电压将输出电容14至少充电至4V(400V的1％)即可。优选在将输出电容14充电为200V(400V的50％)以上的情况下，损失减少的效果变大。另外，能够对输出电容14进行充电的极限是电路的规格所规定的400V(400V的100％)。
至此为止，对在两点A、B之间施加400V的电压的情况进行了说明，施加电压越高则损失减少的效果越高。为了起到损失减少的效果，施加电压为100V以上即可。为了充分起到损失减少的效果，施加电压优选为100V以上，更优选为350V以上。此外，若考虑HEMT11的构造，则施加电压的极限为1200V。
这样根据本参考例所涉及的整流电路19，通过使用电感器13对HEMT11的输出电容14进行充电，能够防止电荷急剧流通，从而减少由HEMT11的输出电容14的充电引起的损失。
以下，对包含整流电路19的电源电路进行说明。图9是本参考例所涉及的电源电路(升压斩波电路)的电路图。图9所示的升压斩波电路40具备整流电路19、线圈41、HEMT42以及平滑电容器43，并与直流电源48和直流负载49连接。线圈41的一端(图9中左端)与直流电源48的正极连接。线圈的另一端与整流电路19的第二端子(图9中下侧的端子)和HEMT42的漏极端子连接。整流电路19的第一端子与直流负载49的一端(图9中上端)连接。HEMT42的源极端子与直流电源48的负极和直流负载49的另一端连接。平滑电容器43设置于直流负载49的两端之间。
以下，直流电源48的输出电压为200V，线圈41的电感为10mH，在线圈41中流通的电流的平均值为20A，直流负载49的电阻值为40Ω，平滑电容器43的静电电容为10mF，直流负载49的两端电压为400V，HEMT42是具有与HEMT11相同的特性的GaN-HEMT。HEMT42作为开关元件发挥功能。
如图9所示，设定点D、点E、点F以及点G。在点D中流通的电流是在整流电路19中流通的电流。在点E中流通的电流是在HEMT11中流通的电流。在点F中流通的电流是在二极管12中流通的电流。在点G中流通的电流是在HEMT42中流通的电流。在点D中流通的电流是在点E中流通的电流和在点F中流通的电流之和。当电流在附图内向上方流通时，假设在点D、E、F中流通的电流的符号为正。当电流在附图内向下方流通时，假设在点G中流通的电流的符号为正。
图10是在点D中流通的电流的波形图。图11是在点D、点E以及点F中流通的电流的波形图。在图11中，实线的坐标图表示在点D中流通的电流的变化，长虚线的坐标图表示在点E中流通的电流的变化，虚线的坐标图表示在点F中流通的电流的变化。图11与图10的虚线部X1对应。图12是图11的放大图。在图12中以放大的方式记载图11中的从5.00×10-7秒至5.30×10-7秒的部分。
HEMT42以规定周期进行开关。在HEMT42为接通状态时，电流在线圈41和HEMT42中流通，在线圈41中蓄积有磁能。在HEMT42为断开状态时，电流在线圈41和整流电路19中流通，并释放出蓄积于线圈41的磁能。在点D中流通的整流电流成为图10所示的矩形波，对直流负载49施加将直流电源48的输出电压升压后的电压。
HEMT11与HEMT42同步地进行开关。更详细而言，HEMT11在整流电流开始流通后接通，在整流电流停止前断开。另外，在HEMT11为接通状态时经由HEMT11而流通的电流的一部分在HEMT11断开后经由二极管12而流通。
图13是表示整流电路19的电流路径的图。首先，考虑整流电流未在整流电路19中流通的状态。在未流通有整流电流时，输出电容14和寄生电容15的电压较高，在输出电容14和寄生电容15中蓄积有电荷。若在该状态下HEMT11接通，则会因蓄积于输出电容14和寄生电容15的能量而产生损失。因此，HEMT11在整流电路19中开始流通整流电流后接通。若流通有整流电流，则蓄积于输出电容14和寄生电容15的电荷被放电，输出电容14和寄生电容15的电压降低。其后通过接通HEMT11，能够减少损失。在上述的例子中，输出电容14和寄生电容15的电压的降低是指比400V的电压的20％的电压(80V的电压)低。更优选输出电容14和寄生电容15的电压比400V的5％的电压(20V的电压)低。
图13的(a)是表示流通有整流电流时的电流路径的图。此时，在线圈41中流通有20A的电流，通过了线圈41的电流利用线圈41的电动势而在整流电路19中流通。在整流电路19中，产生与20A的电流对应的电压降。为了减少由该电流引起的损失，在整流电路19中，以HEMT11的源极端子为基准对HEMT11的栅极端子施加6V的电压。因此，HEMT11接通。反向导通时的HEMT11的接通电阻约为50mΩ。因此，HEMT11的电压降成为1.0V，以点B为基准对点A施加1.0V的电压。二极管12的导通开始时的正向电压降比1.0V大，因此在整流电路1中流通的电流的大部分在HEMT11中流通。通过这样进行同步整流，能够减少整流电路19的导通损失。
接下来，在整流电路19中，以HEMT11的源极端子作为基准对HEMT11的栅极端子施加0V的电压。此时，HEMT11断开。图13的(b)中记载有HEMT11刚断开之后的电流路径。在HEMT11断开后，20A的电流还在整流电路19中流通，因此整流电路19的电压降成为2.6V(该值从图2中导出。在电压降为2.6V时，在HEMT11中流通的电流为12A，在二极管12中流通的电流为8A，两者之和成为20A)。通过整流电流的一部分在二极管12中流通，从而在电感器13中蓄积有磁能。
接下来，在升压斩波电路40中，以HEMT42的源极端子为基准对HEMT42的栅极端子施加6V的电压。此时，HEMT42接通。图13的(c)中记载有HEMT42接通后的电流路径。若HEMT42接通，则通过了线圈41的电流在HEMT42中流通，因此在点D中流通的整流电流急剧降低。整流电流中的在HEMT11中流通的电流(在点E中流通的电流)急剧降低，但在二极管12中流通的电流(在点F中流通的电流)在电感器13的作用下以比在HEMT11中流通的电流慢的速度降低。
在图11以及图12所示的例子中，HEMT11在比0秒前为接通状态。在比0秒前，在整流电路19中流通的整流电流全部在HEMT11流通。此时，在点D中流通的电流和在点E中流通的电流为20A，在点F中流通的电流为0A。HEMT11在0秒时断开。在5.00×10-7秒后，在HEMT11中流通的电流为12A，在二极管12中流通的电流为8A。HEMT42在5.02×10-7秒时接通。在5.03×10-7秒时，在点D中流通的电流为0A，在点E中流通的电流为-8A，在点F中流通的电流为8A。此时HEMT11的输出电容14通过蓄积于电感器13的磁能而被充电。
图14是在点G中流通的电流的波形图。图15是表示输出电容14的开关损失的积分值的图。在图14以及图15中，实线表示升压斩波电路40的特性，虚线表示具备比较例所涉及的整流电路的升压斩波电路(以下称为比较例所涉及的升压斩波电路)的特性。
如图14中虚线所示那样，在比较例所涉及的升压斩波电路中，在点G中流通的电流在5.07×10-7秒附近成为最大值且约为45A。相对于此，如图14中实线所示那样，在升压斩波电路40中，在点G中流通的电流在5.07×10-7秒附近成为最大值且约为39A。后者比前者小。因此，根据升压斩波电路40，与比较例所涉及的升压斩波电路相比，能够将损失减少与电流变少的量对应的量。另外，电流变少，因此能够稳定地保持栅极电压。
电流最大时的损失主要在HEMT42从断开状态向接通状态变化时产生。其理由在于，由于在向接通状态变化的中途，接通电阻未充分降低。如图15中虚线所示那样，在比较例所涉及的升压斩波电路中，开关期间的损失为8.9×10-5J。相对于此，如图15中实线所示那样，在升压斩波电路40中，开关期间的损失为7.5×10-5J。这样根据升压斩波电路40，能够减少损失。
HEMT存在由于输入电容小所以栅极电压不稳定这一问题。在GaN-HEMT中，当对输出电容施加了400V的电压时，流通有110nC的电荷。该电荷不仅在HEMT中流通，还在从400V的电压的供给点起的所有通电路径中流通，因此对周围的磁场、电场带来影响。特别是，GaN-HEMT的输入电容较小。例如，在蓄积于GaN-HEMT的输出电容的电荷为110nC时，有时GaN-HEMT的输入电容为400pF。在这样的情况下，GaN-HEMT的栅极电压容易受到周围的磁场、电场的影响。
在升压斩波电路40中，能够抑制每单位时间流通的电荷的量。因此，能够防止在对HEMT11的输出电容14进行充电时，HEMT11的栅极电压受到周围的磁场、电场的影响而不稳定。另外，对HEMT11的输出电容14进行充电的电荷不仅在HEMT11中通过，还在HEMT42中通过。因此，也能够防止在对HEMT11的输出电容14进行充电时HEMT42的栅极电压受到周围的磁场、电场的影响而不稳定。
升压斩波电路40当接通HEMT(具体而言，HEMT11、42)时以源极端子为基准对栅极端子施加6V的电压，当断开HEMT时以源极端子为基准对栅极端子施加0V的电压。其理由在于，由于HEMT的输入电容较小，HEMT的栅极电压容易变动，因此以三个阶段以上的电压控制HEMT的栅极电压较为困难。
此外，作为将HEMT的栅极电压稳定地保持为6V的方法，也可以在HEMT接通期间，将具有HEMT的输入电容的5倍以上的电容(更优选为10倍以上的电容)的电容器与HEMT的输入电容并联连接。优选并联连接的电容器的电容较大。但是，具有HEMT的输入电容的100万倍以上的电容的电容器由于尺寸较大，所以配置较为困难。
如以上所示，本参考例所涉及的整流电路19具备HEMT11和与HEMT11反向并联连接的二极管12。在整流电路19中，二极管12的导通开始时的正向电压降小于与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降。连结HEMT11的源极端子和漏极端子的路径中的经由二极管12的路径的电感大于经由HEMT11的路径的电感。蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷的量少于蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷的量。
因此，在整流电路19中，当HEMT11以接通状态反向导通且流通有整流电流时，若HEMT11断开，则整流电流的一部分经由二极管12而流通，在经由二极管12的路径上的电感器13(两个路径的电感之差)上蓄积磁能。在整流电流停止时，会因蓄积的磁能而产生较低的电压，HEMT11的输出电容14通过较低的电压被充电。因此，能够减少由蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷引起的开关损失。另外，通过使蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷的量比蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷的量少，能够减少由蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷引起的开关损失。另外，也能够防止HEMT的栅极电压受到周围的磁场、电场的影响而不稳定。
另外，与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量的10％对应的二极管12的正向电压降比与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降小0.2V以上。通过将电压降之差设为0.2V以上，当HEMT11断开时能够使电流在经由二极管12的路径上可靠地流通。
另外，HEMT11的阈值电压为0.5V以上且5V以下。由此，能够使二极管12的导通开始时的正向电压降小于HEMT11的反向导通时的电压降，当HEMT11断开时容易使电流在经由二极管12的路径上流通。
另外，HEMT11在整流电流开始流通后接通，在整流电流停止前断开。当HEMT11以接通状态反向导通时经由HEMT11流通的电流的一部分在HEMT11断开后经由二极管12而流通。若流通有整流电流，则HEMT11的输出电容14和二极管12的寄生电容15的电压降低。其后通过接通HEMT11，能够减少损失。另外，通过在HEMT11断开后使电流经由二极管12和电感器13而流通，从而在电感器13中蓄积磁能。在整流电流停止时，HEMT11的输出电容14通过由电感器13产生的较低的电压被充电。因此，能够减少由蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷引起的开关损失。
另外，HEMT11的漏极电压处于额定电压的0％以上且10％以下的范围内时的HEMT11的平均输出电容为HEMT11的漏极电压为额定电压时的HEMT11的输出电容的2倍以上。因此，当HEMT11的输出电容14的电压较低时通过由电感器13产生的较低的电压对输出电容14进行充电，能够有效地减少开关损失。
另外，HEMT11在二维电子气层37下具有导电性层。因此，在使用了在二维电子气层37下具有导电性层的HEMT11的整流电路19中能够减少开关损失。另外，整流电路19在断开HEMT11时将HEMT11的栅极电压控制为与源极电压相同的电平。因此，能够通过简单的电路断开HEMT11。
另外，本参考例所涉及的电源电路(升压斩波电路40)具备整流电路19。根据本参考例所涉及的电源电路，使用减少了开关损失的整流电路19，能够减少电源电路的开关损失。
(第二参考例)
在第二参考例中，对进一步减少了开关损失的整流电路进行说明。图16是表示本参考例所涉及的整流电路的HEMT11的栅极电压的控制方法的图。如图16所示，在本参考例所涉及的整流电路中，在HEMT11的栅极端子与源极端子之间设置有晶体管21和电容器22。晶体管21的漏极端子与HEMT11的栅极端子连接。晶体管21的源极端子与电容器22的第一电极(图16中左侧的电极)连接。电容器22的第二电极与HEMT11的源极端子连接。电容器22蓄积规定量的电荷，电容器22的第一电极的电压比第二电极的电压低规定量。此外，也可以在连接HEMT11和晶体管21的路径上设置电阻、二极管。
以下，HEMT11是具有2V的阈值电压的GaN-HEMT，电容器22的电极间电压为3V。在这种情况下，当晶体管21接通时，HEMT11的栅极电压比源极电压低3V。这样本参考例所涉及的整流电路在断开HEMT11时将HEMT11的栅极电压控制得比源极电压低。
图4所示的双点划线的坐标图是表示具有2V的阈值电压的GaN-HEMT的栅极-源极间电压为-3V时的特性的图。该特性与具有5V的阈值电压的GaN-HEMT的栅极-源极间电压为0V时的特性相同。在本参考例所涉及的整流电路中，GaN-HEMT的反向导通时的电压降比第一参考例高3V。
HEMT11的反向导通时的电压降越大，则在HEMT11中流通的电流越减少，在二极管12和电感器13中流通的电流越增加。因此，更多得使用在电感器13中流通的电流对HEMT11的输出电容14进行充电，能够减少开关损失。
如以上所示，本参考例所涉及的整流电路在断开HEMT11时将HEMT11的栅极电压控制得比源极电压低。由此，能够增大HEMT11的反向导通时的电压降。因此，根据本参考例所涉及的整流电路，使更多的电流在经由二极管12和电感器13的路径上流通，能够进一步减少开关损失。另外，也能够使用具有0V以下的阈值电压的HEMT构成减少了开关损失的整流电路。
由于制造上以及构造上的限制，难以将HEMT的阈值电压设定为任意的值。对于当前的技术而言，阈值电压较高的一侧的极限约为2V。因此，如本参考例那样，通过向HEMT的栅极端子施加负的电压，能够与具有较高的阈值电压的HEMT相同地使用(参照图4)。其结果为，能够扩大能够控制在二极管中流通的电流的范围。
(第一实施方式)
在第一实施方式中，对以与第二参考例不同的方法进一步减少了开关损失的整流电路进行说明。以下，将整流电路中包括的HEMT的栅极电压与源极电压之差称为栅极驱动电压Vgs。
在第一参考例中，已经参考图13说明了图9所示的升压斩波电路40中包括的整流器电路19进行同步整流的情况。在整流电路19中，间歇地流通整流电流。当HEMT42成为断开状态时，整流电流开始导通，当HEMT42成为接通状态时，整流电流停止导通。在其他期间，通过进行同步整流，能够减少导通损失。
当整流电路19进行同步整流时，设定两个死区时间期间。以下，将从整流电流开始流通到HEMT11接通为止的期间称为第一死区时间期间，从HEMT11断开到整流电流停止为止的期间称为第二死区时间期间。为了应对栅极驱动时机的偏差，设置第一死区时间期间。第一死区时间期间的长度足够短于整流电路19的开关周期，例如为1纳秒以上且1微秒以下。在HEMT11已断开时，为了在二极管12上流通电流，并在电感器13中蓄积磁能，设置第二死区时机期间。还为了应对栅极驱动时机的偏差，设置第二死区时间期间。
如第二参考例中所述，通过在第二死区时间期间中，将HEMT11的栅极电压控制为低于源极电压(使栅极驱动电压Vgs为负电压)，能够减少整流电路19中的开关损失。另一方面，在第一死区时间期间，不需要在电感器13中存蓄积磁能。
当在第一死区时间期间中将栅极驱动电压Vgs设为负电压时，反向导通损失增加。在图4中，双点划线的坐标图示出Vgs＝-3V时的特性，虚线坐标图示出Vgs＝0V时的特性。如图4所示，当电流量相同时，与Vgs＝0V时相比，Vgs＝-3V时电压降大，且反向导通损失也大。因此，在第一死区时间期间没有将栅极驱动电压Vgs设为负电压的优点。
如上所述，优选地，栅极驱动电压Vgs在第一死区时间期间和第二死区时间期间不同。在第一死区时间期间中，为了减小反向导通损失，优选在HEMT11断开的电压中，栅极驱动电压Vgs尽可能高。在第二死区时间期间中，为了使电流在电感器13中流通，优选栅极驱动电压Vgs为负电压。例如，优选栅极驱动电压Vgs在第一死区时间期间为0V，在第二死区时间期间为-3V。在本实施方式中，对具备以这种方式控制栅极驱动电压Vgs的栅极驱动电路的整流电路进行说明。
图17是本实施方式所涉及的整流电路的电路图。图17所示的整流电路10是在第一参考例所涉及的整流电路19(图1)上添加了栅极驱动电路16。整流电路10具备HEMT11、二极管12及栅极驱动电路16。栅极驱动电路16包括栅极驱动电源1、晶体管2和3、电容器4和5以及电阻6和7。栅极驱动电路16连接到HEMT11的栅极端子和源极端子，控制栅极驱动电压Vgs。从整流电路10中除去栅极驱动电路16的电路具有与整流电路19相同的特性，并且与整流电路19相同地动作。
栅极驱动电源1是输出规定电压(以下称为电源电压Va)的电压供给源。栅极驱动电源1的正极与晶体管2的漏极端子连接。栅极驱动电源1的负极与晶体管3的源极端子和HEMT11的源极端子连接。晶体管2的源极端子与晶体管3的漏极端子连接。以下，将晶体管2的源极端子与晶体管3的漏极端子连接的节点称为H。
电容器4包括HEMT11的输入电容(Ciss)，被设置在HEMT11的栅极端子与源极端子之间。输入电容具有适当的电容值的情况下，将输入电容直接用作电容器4。在需要调整电容器4的电容值的情况下，将输入电容上并联连接其他电容器而用作电容器4。此外，在图17中，省略了输入电容所包含的栅极-漏极间电容(Crss)。
电阻6与电容器4并联连接。电阻6包括HEMT11的栅极-源极间的寄生电阻，被设置在HEMT11的栅极端子与源极端子之间。寄生电阻具有适当的电阻值的情况下，将寄生电阻直接用作电阻6。在需要调整电阻6的电阻值的情况下，将寄生电阻上并联连接其他电阻而用作电阻6。例如，GaN-HEMT的栅极-源极间的寄生电阻的电阻值为20kΩ的情况下，在寄生电阻上并联连接513Ω的电阻，由此，能够将电阻6的电阻值调整为500Ω。
电容器5被设置在节点H和HEMT11的栅极端子之间。电阻7与电容器5并联连接。在栅极驱动电路16中，从栅极驱动电源1的正极经由晶体管2、节点H、电容器5或电阻7以及电容器4或电阻6到达栅极驱动电源1的负极的路径是对HEMT11的栅极端子的充电的充电路径。电容器5被设置在该充电路径上。图17中，电容器5被设置在节点H与HEMT11的栅极端子之间，但是，电容器5也可以设置在HEMT11的源极端子与晶体管3的源极端子之间。
通过将晶体管2、3互补地接通，将节点H的电压分两个阶段控制。当晶体管2为断开状态、晶体管3为接通状态时，节点H的电压与HEMT11的源极电压相等。此时，以HEMT11的源极电压为基准，节点H的电压成为0V。当晶体管2为接通状态、晶体管3为断开状态时，节点H的电压与电源电压Va相等。此时，以HEMT11的源极电压为基准，节点H的电压成为Va。
以下，电容器4的电容值设为C1、电容器5的电容值设为C2、电阻6的电阻值设为R1、电阻7的电阻值设为R2。另外，Va＝15V、C1＝2nF、C2＝3nF、R1＝500Ω、R2＝75Ω、栅极驱动电路16的动作频率为66kHz、整流电路流通整流电路10的期间为半个周期。
在典型的整流电路10中，电容器4、5及HEMT11的输入电容值以及晶体管2、3的串联寄生电阻值比电阻6、7的电阻值足够小，例如为10Ω以下。因此，可能发生充电速度太快而引起的问题。因此，为了解决该问题，可以在连结节点H与HEMT11的路径上设置其他电阻。但是，设置的电阻的电阻值需要比电阻6、7的电阻值足够小。
图18是整流电路10的波形图。图18中，记载了在整流电路10流图的整流电路Irec及栅极驱动电源Vgs的变化。图18中记载的整流电路Irec的变化是放大了图10的虚线部X2的部分。
时刻t1、t5是HEMT11接通的时机。时刻t2、t6是HEMT11断开的时机。t3是整流电流停止的时机。t4是整流电流开始流通的时机。以下，将从时刻t1至时刻t2为止的期间称为栅极接通期间、从时刻t2至时刻t5为止的期间称为栅极断开期间。从时刻t1至时刻t5为止的期间的长度为15.15微妙(＝1/66kHz)。从时刻t3至时刻t4为止的期间的长度为其一半(7.58微妙)。从时刻t4至时刻t5为止的期间为第一死区时间期间。从时刻t2至时刻t3为止的期间为第二死区时间期间。假设第一及第二死区时间期间的长度为50纳秒。此外，在图18中，第一及第二死区时间期间被夸大较长地记载。
整流电路Irec在时刻t3中停止，在时刻t4中开始流通。栅极驱动电源Vgs在时刻t1中瞬间从0V上升至9V，在栅极接通期间从9V曲线下降到6V，在时间t2中瞬间从6V下降到-3V，在栅极断开期间中从-3V曲线上升到0V。以下，说明栅极驱动电压Vgs的变化。
时刻t1中，晶体管2接通且晶体管3断开。时刻t1之后，节点H的电压与电源电压Va相等。紧接时刻t1之后的栅极驱动电压Vgs变为以电容器4、5的电容值C1、C2的倒数来对电源电压Va分压而获得的电压，即下式(1)给出的电压VgsA。
VgsA＝Va×C2/(C1+C2)…(1)
当Va＝15V、C1＝2nF、C2＝3nF时，VgsA＝9V。
在时刻t1中将施加于电容器4、5的电压从0V切换为Va时，流通用于对电容器4、5充电的电流。此时，电流不经由电阻6、7而瞬间流通。因此，电容器4、5在紧接时刻t1之后被瞬间充电，栅极驱动电压Vgs在时刻t1中从0V瞬间上升到9V。
在栅极接通期间中，晶体管2为接通状态、晶体管3为断开状态，因此，节点H的电压被保持在Va。在栅极接通期间中，电流经由电阻6、7流通。电容器4、5通过此时流通的电流而被充电或放电，并且栅极驱动电压Vgs相应地变化。在整流电路10中，以使在栅极接通期间栅极驱动电压Vgs下降的方式，决定电容器4、5的电容值C1、C2和电阻6、7的电阻值R1、R2。因此，电容器4在栅极接通期间放电，电容器5在栅极接通期间被充电。
在栅极接通期间中，栅极驱动电压Vgs变为以电阻6、7的电阻值来对电源电压Va分压而获得的电压，即接近下式(2)给出的电压VgsB。
VgsB＝Va×R1/(R1+R2)…(2)
当Va＝15V、R1＝500Ω、R2＝750Ω时，VgsB＝6V。
电容器4的放电速度与电容器5的充电速度渐渐变慢，因此，栅极驱动电压Vgs到达电压VgsB需要较长时间。因此，严格来说，紧接时刻t2之前的栅极驱动电压Vgs比电压VgsB略高。例如，紧接时刻t2之前的栅极驱动电压Vgs并不是6V，而是6.02V。但是，两者之差足够小，因此，即使将紧接时刻t2之前的栅极驱动电压Vgs视为电压VgsB也没有问题。
在时刻t2中，晶体管2断开且晶体管3接通。时刻t2之后，节点H的电压变为0V。假设紧接时刻t2之后的栅极驱动电压Vgs为VgsC。当节点H的电压改变，则电荷在电容器4、5之间移动，被分别蓄积在电容器4、5上的电荷的量改变。但是，即使节点H的电压改变，被蓄积在电容器4、5上的电荷的总量不改变。因此，下式(3)成立。通过式(3)导出式(4)。
C1×VgsB-C2×(Va-VgsB)＝C1×VgsC+C2×VgsC...(3)
VgsC＝Va×(R1×C1-R2×C2)/{(R1+R2)(C1+C2)}...(4)
当Va＝15V、C1＝2nF、C2＝3nF、R1＝500Ω、R2＝750Ω时，VgsC＝-3V。
在时刻t2中将施加于电容器4、5的电压从Va切换为0V时，流通用于使电容器4、5放电的电流。此时，电流不通过电阻6、7而瞬间流通。因此，电容器4、5在紧接时刻t2之后瞬间放电，栅极驱动电压Vgs在时刻t2中从6V瞬间降低到-3V。
根据式(1)、(2)及(4)，在电压VgsA、VgsB、BgsC之间成立下式(5)。
VgsA-VgsB＝-VgsC...(5)
因此，可以说，紧接时间t2之后的栅极驱动电压VgsC比0V低了栅极接通期间的栅极驱动电压Vgs的降低量(电压VsgA与电压VgsB之间的差)。
在栅极断开期间中，晶体管2为断开状态、晶体管3为接通状态，因此，节点H的电压被保持在0V。在栅极断开期间中，电流经由电阻6、7流通。电容器4、5通过此时流通的电流而放电，并且栅极驱动电压Vgs相应地变化。在栅极断开期间中，栅极驱动电压Vgs变为以电阻6、7的电阻值来对0V分压而获得的电压，即接近0V。
电容器4、5的放电速度渐渐变慢，因此，栅极驱动电压Vgs到达0V需要较长时间。因此，严格来说，紧接时刻t5之前的栅极驱动电压Vgs比电压0V略低。例如，紧接时刻t5之前的栅极驱动电压Vgs并不是0V，而是-0.02V。但是，两者之差足够小，因此，即使将紧接时刻t5之前的栅极驱动电压Vgs视为电压0V也没有问题。
根据电源电压Va和电容值C1、C2来决定(式(1))紧接时刻t1之后的栅极驱动电压VgsA。根据电源电压Va和电阻值R1、R2来决定(式(2))紧接时刻t2之前的栅极驱动电压VgsB。根据电源电压Va、电容值C1、C2以及电阻值R1、R2来决定(式(4))紧接时刻t2之后的栅极驱动电压VgsC。紧接时间t2之后的栅极驱动电压VgsC比0V低了栅极接通期间的栅极驱动电压Vgs的降低量(式(5))。因此，适当地决定了电容值C1、C2和电阻值R1、R2的情况下，紧接时刻t2之后的栅极驱动电压VgsC比0V足够低。
该情况下，在第二死区时间期间中，栅极驱动电压Vgs成为负电压。因此，在第二死区时间期间中，可以使在HEMT11中流通的反向电流容易地转移到二极管12，以减少开关损失。但是，当紧接时刻t2之后的栅极驱动电压VgsB约为-0.1V时，由于误差的影响，不能充分发挥减少损失的效果。为了获得减少损失的效果，优选在紧接时刻t2之后(紧接在HEMT11断开之后)的栅极驱动电压Vgs低于-0.2V，更优选低于-1V。
假设电压VgsA相对于电压VgsB的倍率为k时，倍率k由下式(6)给出。
k＝(R1+R2)×C2/{R1×(C1+C2)}...(6)
当C1＝2nF、C2＝3nF、R1＝500Ω、R2＝750Ω时，k＝1.5。
在整流电路10中，以使倍率k超过1的方式，即以使下式(7)成立的方式决定电容值C1、C2和电阻值R1、R2。
C2/(C1+C2)>R1/(R1+R2)...(7)
因此，紧接时间t1之后的栅极驱动电压VgsA变得高于紧接时间t2之前的栅极驱动电压VgsB，紧接时间t2之后的栅极驱动电压VgsC成为负电压。特别优选，以使倍率k超过1.1的方式，即以使下式(8)成立的方式决定电容值C1、C2和电阻值R1、R2。
C2/(C1+C2)>1.1×R1/(R1+R2)...(8)
当倍率k小于1.1时，由于电路的寄生成分的影响，不能充分发挥减少损失的效果。为了充分起到损失减少的效果，优选倍率k为1.1以上，更优选1.3以上且1.8以下。此外，由于电路的耐压界限，倍率k的上限约为10。
此外，在第一死区时间期间中，在整流电路10中流通的电流的一部分在HEMT11中流通。由于第一死区时间期间中的栅极驱动电压Vgs几乎为0V，因此可以减少反向导通损失。当第一死区时间期间中的栅极驱动电压Vgs小于-0.2V时，不能充分发挥减少反向导通损失的效果。为了充分发挥减少反向导通损失的效果，第一死区时间期间中的栅极驱动电压Vgs优选高于-0.2V，更优选高于-0.1V。
在整流电路10中，在二极管12上串联连接电感器13。在第一死区时间期间中，在整流电路10中开始流通整流电流Irec时，根据电感器13的作用延迟在二极管12流通的电流的增加。因此，当整流电流开始流通时，整流电流容易流向HEMT11侧。在HEMT11流通的整流电流由于根据栅极驱动电压Vgs的电压降而产生导通损失(参照图4)。在具备HEMT11、二极管12和电感器13的整流电路10中，通过将栅极驱动电压Vgs上升到0V，可以减少在第一死区时间期间中由于整流电流引起的导通损失。
栅极接通期间的长度根据供给给整流电路10的控制信号的占空比而改变。因此，当栅极驱动电压Vgs在第一死区时间之前不久变为-0.2以上的情况下，可能无法应对占空比的变化。因此，优选栅极驱动电压Vgs在充分早于第一死区时间期间的时机变得高于-0.2V。
优选地，在第二死区时间期间中，由于HEMT11断开而增加的、在二极管12的流通的电流不在流通之后，栅极驱动电压Vgs高于-0.2V。由于在二极管12中不流通电流之后在整流电路10中不流通电流，所以没有必要将电流转移到二极管12。栅极驱动电压Vgs高于-0.2V的时机，可以是在二极管12中不流通电流之后的1纳秒之后。但是，为了提供充裕的时间，优选地，栅极驱动电压Vgs高于-0.2V的时机是在二极管12中不流通电流之后的50纳秒之后。
通常，使栅极驱动电压Vgs变为矩形状时，容易产生噪声。另外，如果使栅极驱动电压Vgs分三个阶段以上的改变，则很容易产生由于噪声引起的错误动作。如图18所示，在整流电路10中，栅极驱动电压Vgs在栅极接通期间切换为相对较高电平，在栅极断开期间切换为相对较低电平，分两个阶段切换，并在栅极接通期间和栅极断开期间曲线状改变。因此，根据整流电路10可以防止噪声和由于噪声引起的错误动作。
以下，对整流电路10中设置电容器5的效果进行说明。在从整流电路10中除去电容器5的电路中，栅极驱动电压Vgs的上升速度由于电阻7的作用而变慢。因此，栅极驱动电压Vgs上升到电压VgsB需要时间，并且开关损失增加。另外，栅极驱动电压Vgs的下降速度由于电阻7的作用而变慢。因此，栅极驱动电压Vgs从接通电压下降到阈值电压(例如2V)需要时间，并且开关损失增加。
相对于此，在整流电路10中，栅极驱动电压Vgs瞬间上升到比紧接时刻t1之后的电压VgsB高的电压VgsA。因此，HEMT11的沟道电阻立即减小，从而可以减少开关损失。另外，栅极驱动电压Vgs在栅极接通期间下降到电压VgsB。因此，在时刻t2中，栅极驱动电压Vgs并不是从电压VgsA下降到阈值电压以下，而从电压VgsB下降到阈值电压以下，从而可以使HEMT11容易地断开。
另外，栅极驱动电压Vgs瞬间下降到比紧接时刻t2之后的阈值电压低的电压VgsC。因此，可以加速HEMT11的断开动作，并减少开关损失。栅极驱动电压Vgs在栅极断开期间上升到0V。因此，在时刻t5中，栅极驱动电压Vgs并不是从电压VgsC上升到阈值电压以上，而从0V上升到阈值电压以上，从而可以使HEMT11容易地接通。
如以上所示，本实施方式所涉及的整流电路10具备HEMT11、与HEMT11反向并联连接的二极管12以及栅极驱动电路16。栅极驱动电路16包括：栅极驱动电源1；第一晶体管(晶体管2)，其具有与栅极驱动电源1的正极连接的第一导通端子(漏极端子)和与第一节点(节点H)连接的第二导通端子(源极端子)；第二晶体管(晶体管3)，其具有与第一节点连接的第一导通端子和与栅极驱动电源1的负极以及HEMT11的源极端子连接的第二导通端子，并与第一晶体管互补地接通；第一电容器(电容器4)，其包括HEMT11的输入电容，并设置在HEMT11的栅极端子和源极端子之间；第二电容器(电容器5)，其经由第一节点，并被设置在对输入电容充电的路径上；第一电阻(电阻6)，其与第一电容器并联连接；第二电阻(电阻7)，其与第二电容器并联连接。在整流电路19中，二极管12的导通开始时的正向电压降小于与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降。连结HEMT11的源极端子和漏极端子的路径中的经由二极管12的路径的电感大于经由HEMT11的路径的电感。蓄积于二极管12的寄生电容的电荷的量少于蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷的量。栅极驱动电路16在HEMT11断开时将HEMT11的栅极电压控制得比源极电压低。
根据整流电路10，能够使用栅极驱动电路16将栅极驱动电压Vgs(HEMT11的栅极电压和源极电压之差)控制为：在HEMT11接通时从0V瞬间改变为电压VgsA；在HEMT11接通状态期间曲线的从电压VgsA改变为电压VgsB；在HEMT11断开时从电压VgsB瞬时改变为电压VgsC；在HEMT11断开状态期间从电压VgsC改变为0V。此外，电压VgsA由电源电压Va和两个电容器的电容值决定，电压VgsB由电源电压Va和两个电阻的电阻值决定，电压VgsC由电源电压Va、两个电容器的电容值以及两个电阻的电阻值决定。因此，通过适当决定电源电压、电容值以及电阻值，能够在紧接HEMT11接通之后、紧接HEMT11断开之前以及紧接HEMT11断开之后，将栅极驱动电压Vgs控制为期望电平，并减少开关损失。
在整流电路10中，两个电容器的电容值C1、C2和两个电阻的电阻值R1、R2之间，式(7)成立。因此，在从HEMT11接通到整流电流停止为止的第二死区时间期间中，栅极驱动电压Vgs成为负电压。因此，在第二死区时间期间中，可以使在HEMT11中流通的反向电流容易地转移到二极管12，以减少开关损失。
特别优选，在电容值C1、C2和电阻值R1、R2之间，式(8)成立。由此，能够使紧接HEMT11接通之后的栅极驱动电压VgsA与紧接HEMT11断开之前的栅极驱动电压VgsB之间的差增大，并且在第二死区时间期间中将栅极驱动电压Vgs成为充分低于0V的负电压。
另外，在整流电流间歇性流通时，HEMT11在整流电流开始流通后接通，并在整流电流停止前断开。HEMT11的栅极电压与源极电压之差，在紧接HEMT11断开之后低于-0.2V，在紧接整流电流开始流通之前高于-0.2V。通过使紧接HEMT11断开之后的栅极驱动电压VgsB低于-0.2V，可以使在HEMT11中流通的反向电流容易地转移到二极管12，以减少开关损失。另外，通过使整流电流开始流通时的栅极驱动电压Vgs高于-0.2V，可以减少反向导通损失。
特别优选，在由于HEMT11断开而增加的、在二极管12流通的电流不在流通之后，HEMT11的栅极电压与源极电压之差高于-0.2V。由此，到整流电流开始流通的时刻为止，可以具有充裕时间。
在如图9所示的升压斩波电路40中，通过将参考例所涉及的整流电流19替换为本实施方式所涉及的整流电路10，由此能够构成本实施方式涉及的电源电路。根据本实施方式所涉及的电源电路(升压斩波电路)，使用减少了开关损失的整流电路10，从而能够减少电源电路的开关损失。
(第二实施方式)
在第二实施方式中，对在连结HEMT11的源极端子和漏极端子的路径中的经由二极管12的路径上设置电感器13的方法进行说明。电感器13例如能够使用布线图案、部件的引线来形成。根据该方法，能够不追加新的部件而形成电感器13。
但是，在通过上述的方法形成电感器13的情况下，布线图案变长，由布线引起的损失增加。另外，在上述的方法中，有时会因以下的理由而产生共振。HEMT11的输出电容14不仅通过从电感器13流通的电流来充电，还通过从HEMT11的漏极端子侧供给的电流来充电。HEMT11的源极-漏极间电压高速变化，伴随于此，二极管12的阳极-阴极间电压也高速变化。但是，由于存在有电感器13，因此与HEMT11的源极-漏极间电压相比，二极管12的阳极-阴极间电压延迟地上升。通过该电压上升而二极管12的寄生电容15被充电，因此产生共振。若产生共振，则有时会产生辐射噪声或二极管12被破坏。
因此，在本实施方式中，在经由二极管12的路径上设置由磁性材料形成的部件，来作为电感器13。磁性材料具有以下特性，即，在100kHz以上的频率下电感成分减少，电阻成分增加，在1GHz以上的频率下电阻成分也减少。本实施方式所涉及的整流电路典型而言在1MHz以上且500MHz以下的频率下共振。因此，能够使用磁性材料的电阻成分。特别是通过作为磁性材料而使用铁氧体材料，能够更有效地减少共振。对于铁氧体材料，能够从MnZn(锰锌)系材料、NiZn(镍锌)系材料等之中选择适当的材料。
图19是表示设置电感器13的方法的图。在图19中，二极管12内置于具有两个引线26的封装25中。通过使一方的引线26穿过由铁氧体材料形成的铁氧体磁珠27，能够在经由二极管12的路径上设置电感器13。此外，也可以通过相同的方法在其他布线设置由磁性材料形成的部件。
如以上所示，本实施方式所涉及的整流电路在连结HEMT11的源极端子和漏极端子的路径中的经由二极管12的路径上具有由磁性材料形成的部件。因此，根据本实施方式所涉及的整流电路，能够使经由二极管12的路径的电感比经由HEMT11的路径的电感大。另外，由于在布线较短时也能够形成较大的电感，所以能够缩短布线图案，能够减少由布线引起的损失。
(第三实施方式)
在第三实施方式中，对包含第一实施方式所涉及的整流电路10的其他电源电路进行说明。在以下所示的电源电路中，在通常的电源电路中，在设置有二极管或者硅晶体管的位置设置有整流电路10。
图20是第一例所涉及的电源电路(降压斩波电路)的电路图。图20所示的降压斩波电路50包括整流电路10、开关元件51、线圈52以及平滑电容器53，并与直流电源58和直流负载59连接。开关元件51的漏极端子与直流电源58的正极连接。开关元件51的源极端子与整流电路10的第一端子(图20中上侧的端子)和线圈52的一端(图20中左端)连接。线圈52的另一端与直流负载59的一端(图20中上端)连接。整流电路10的第二端子与直流电源58的负极和直流负载59的另一端连接。平滑电容器43设置于直流负载59的两端之间。
对于开关元件51使用硅晶体管、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、HEMT等。整流电路10具有使整流电流在附图内向上流通的功能。通过在设置二极管的位置设置整流电路10，能够构成减少了开关损失的降压斩波电路50。
图21是第二例所涉及的电源电路(绝缘型DC/DC转换器的中心抽头整流电路)的电路图。在图21中，在绝缘变压器67的初级侧连接有全桥电路、推挽电路等开关电路(未图示)。绝缘变压器67的次级侧卷线具有中心抽头68。中心抽头整流电路60包括两个整流电路10a、10b、平滑线圈61、以及平滑电容器62，并与绝缘变压器67的次级侧卷线的两端以及中心抽头68、和直流负载69连接。整流电路10a的第一端子(图21中左侧的端子)与绝缘变压器67的次级侧卷线的一端(图21中下端)连接。整流电路10b的第一端子与绝缘变压器67的次级侧卷线的另一端连接。平滑线圈61的一端(图21中左端)与中心抽头68连接。平滑线圈61的另一端与直流负载69的一端(图21中左端)连接。整流电路10a、10b的第二端子与直流负载69的另一端连接。平滑电容器62设置于直流负载69的两端之间。
整流电路10a、10b具有使整流电流在附图内向左流通的功能。通过在设置二极管的位置设置整流电路10a、10b，能够构成减少了开关损失的中心抽头整流电路60。
图22是第三例所涉及的电源电路(逆变电路)的电路图。图22所示的逆变电路70包括四个整流电路10a～10d，并与直流电源78和交流负载79连接。交流负载79包括未图示的线圈。整流电路10b、10d的第一端子(图22中上侧的端子)与直流电源78的正极连接。整流电路10b、10d的第二端子分别与整流电路10a、10c的第一端子连接。整流电路10a、10c的第二端子与直流电源78的负极连接。整流电路10a、10b的连接点与交流负载79的一端(图22中上端)连接，整流电路10c、10d的连接点与交流负载79的另一端连接。
整流电路10a～10d选择性地执行作为开关的动作和作为整流电路的动作。当在第一端子侧施加有正的电压的状态下，在HEMT11为接通状态时，从HEMT11的漏极端子朝向源极端子流通有(从整流电路10a～10d的第一端子朝向第二端子)正向电流。此时整流电路10a～10d作为开关进行动作。当在第二端子侧施加有正的电压的状态下，整流电路10a～10d在整流电流中流通。此时整流电路10a～10d作为整流电路进行动作。通过在设置硅晶体管的位置设置整流电路10a～10d，能够构成减少了开关损失的逆变电路70。
此外，也可以通过追加相对于逆变电路70串联连接有两个整流电路10的电路，构成三相逆变电路。由此，能够构成减少了开关损失的三相逆变电路。
图23是第四例所涉及的电源电路(图腾柱功率因数改善电路)的电路图。图23所示的图腾柱功率因数改善电路80具备两个硅晶体管81、82、两个整流电路10a、10b、平滑线圈83、以及平滑电容器84，并与交流电源88和直流负载89连接。交流电源88的一端(图23中上端)与硅晶体管81的漏极端子和硅晶体管82的源极端子连接。交流电源88的另一端与平滑线圈83的一端(图23中左端)连接。平滑线圈83的另一端与整流电路10a的第一端子(图23中上侧的端子)和整流电路10b的第二端子连接。硅晶体管82的漏极端子与整流电路10b的第一端子和直流负载89的一端(图23中上端)连接。硅晶体管81的源极端子与整流电路10a的第二端子和直流负载89的另一端连接。平滑电容器84设置于直流负载89的两端之间。
硅晶体管81、82通过商用频率(例如50Hz以上且60Hz以下的频率)进行开关。整流电路10a、10b通过比较高的频率(例如10kHz以上且200kHz以下的频率)进行开关。平滑线圈83使输入电流平滑化，平滑电容器84使输出电压平滑化。整流电路10a、10b选择性地执行作为开关的动作和作为整流电路的动作。通过在设置硅晶体管的位置设置整流电路10a、10b，能够构成减少了开关损失的图腾柱功率因数改善电路80。
此外，也可以是，第一至第四例所涉及的电源电路具备第二实施方式所涉及的整流电路，以取代第一实施方式所涉及的整流电路10。如以上所示，本实施方式所涉及的电源电路具备第一或第二实施方式所涉及的整流电路。根据本实施方式所涉及的电源电路，能够使用减少了开关损失的整流电路，来减少电源电路的开关损失。
本申请是要求基于2018年2月19日提出申请的“整流电路以及电源装置”这一名称的日本特愿2018-26852号的优先权的申请，该申请的内容通过引用而包含于本申请中。
附图标记说明
1...栅极驱动电源
2、3...晶体管
4...电容器
5...电容器
6、7...电阻
10...整流电路
11...HEMT
12...二极管
13...电感器
14...输出电容
15...寄生电容
16...栅极驱动电路
40...升压斩波电路
50...降压斩波电路
60...中心抽头整流电路
70...逆变电路
80...图腾柱功率因数改善电路

Claims (6)

1.一种具备HEMT即高电子迁移率晶体管、与所述HEMT反向并联连接的二极管以及栅极驱动电路的整流电路，其特征在于，
所述栅极驱动电路包括：
栅极驱动电源；
第一晶体管，其具有与所述栅极驱动电源的正极连接的第一导通端子和与第一节点连接的第二导通端子；
第二晶体管，其具有与所述第一节点连接的第一导通端子和与所述栅极驱动电源的负极以及所述HEMT的源极端子连接的第二导通端子，并与所述第一晶体管互补地接通；
第一电容器，其包括所述HEMT的输入电容，并设置在所述HEMT的栅极端子和源极端子之间；
第二电容器，其经由所述第一节点，并被设置在对所述输入电容充电的路径上；
第一电阻，其与所述第一电容器并联连接；
第二电阻，其与所述第二电容器并联连接，
并进行如下的控制：
所述二极管的导通开始时的正向电压降小于所述HEMT以断开状态反向导通时的电压降，所述HEMT以断开状态反向导通时的电压降对应于所述HEMT以接通状态反向导通时的整流电流的量，
连结所述HEMT的源极端子和漏极端子的路径中的、经由所述二极管的路径的电感大于经由所述HEMT的路径的电感，
蓄积于所述二极管的寄生电容的电荷的量少于蓄积于所述HEMT的输出电容的电荷的量，
所述栅极驱动电路在所述HEMT断开时使所述HEMT的栅极电压低于源极电压。
2.如权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
当所述第一电容器的电容值为C1、所述第二电容器的电容值为C2、所述第一电阻的电阻值为R1、所述第二电阻的电阻值为R2时，在所述电容值C1、C2和所述电阻值R1、R2之间满足C2/(C1+C2)＞R1/(R1+R2)。
3.如权利要求2所述的整流电路，其特征在于，
在所述电容值C1、C2和所述电阻值R1、R2之间满足C2/(C1+C2)＞1.1×R1/(R1+R2)。
4.如权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
在所述整流电流间歇性流通时，所述HEMT在所述整流电流开始流通之后接通，在所述整流电流停止之前断开，所述HEMT的栅极电压和源极电压之差在紧接所述HEMT断开之后低于-0.2V，在紧接所述整流电流开始流通之前高于-0.2。
5.如权利要求4所述的整流电路，其特征在于，
在由于所述HEMT断开而增加的、在所述二极管流通的电流不在流通之后，所述HEMT的栅极电压与源极电压之差高于-0.2V。
6.一种电源装置，其特征在于，
具备权利要求1至5中任一项所述的整流电路。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021058039A (ja) * 2019-10-01 2021-04-08 シャープ株式会社 整流回路および電源装置
JP2022143222A (ja) * 2021-03-17 2022-10-03 シャープ株式会社 半導体パワーデバイスおよびスイッチング電源装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7408399B2 (en) * 2005-06-27 2008-08-05 International Rectifier Corporation Active driving of normally on, normally off cascoded configuration devices through asymmetrical CMOS
CN102437718A (zh) * 2010-09-28 2012-05-02 三垦电气株式会社 栅极驱动电路以及开关电源装置
CN103997193A (zh) * 2013-02-15 2014-08-20 东芝照明技术株式会社 整流电路及电源电路
JP2014187479A (ja) * 2013-03-22 2014-10-02 Denso Corp 駆動回路
JP2015065775A (ja) * 2013-09-25 2015-04-09 東芝ライテック株式会社 スイッチング電源装置及び照明装置
CN105391279A (zh) * 2014-08-29 2016-03-09 英飞凌科技奥地利有限公司 用于含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的***和方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4557015B2 (ja) 2008-02-15 2010-10-06 株式会社デンソー パワースイッチング回路
JP5492518B2 (ja) * 2009-10-02 2014-05-14 株式会社日立製作所 半導体駆動回路、及びそれを用いた半導体装置
JP5682269B2 (ja) * 2010-12-06 2015-03-11 サンケン電気株式会社 ゲート駆動回路及び半導体装置
US9041011B2 (en) * 2012-07-23 2015-05-26 International Rectifier Corporation Modular power converter having reduced switching loss
JP2017093021A (ja) * 2015-11-02 2017-05-25 株式会社ジェイテクト 上アーム側スイッチング素子駆動回路
JP6993572B2 (ja) * 2018-01-25 2022-01-13 富士通株式会社 電子回路、半導体装置及びスイッチング電源装置
US10536070B1 (en) * 2018-08-01 2020-01-14 Infineon Technologies Ag Driver for switching gallium nitride (GaN) devices

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7408399B2 (en) * 2005-06-27 2008-08-05 International Rectifier Corporation Active driving of normally on, normally off cascoded configuration devices through asymmetrical CMOS
CN102437718A (zh) * 2010-09-28 2012-05-02 三垦电气株式会社 栅极驱动电路以及开关电源装置
CN103997193A (zh) * 2013-02-15 2014-08-20 东芝照明技术株式会社 整流电路及电源电路
JP2014187479A (ja) * 2013-03-22 2014-10-02 Denso Corp 駆動回路
JP2015065775A (ja) * 2013-09-25 2015-04-09 東芝ライテック株式会社 スイッチング電源装置及び照明装置
CN105391279A (zh) * 2014-08-29 2016-03-09 英飞凌科技奥地利有限公司 用于含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的***和方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
考虑寄生参数的高压GaN高电子迁移率晶体管的逆变器动态过程分析;张雅静, 郑琼林, 李艳;电工技术学报;第31卷(第12期);全文 *

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