CN105262395A - 基于滑模控制理论的永磁同步电机的控制方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机的控制方法及***。在永磁同步电机矢量控制***的速度环引入非奇异终端滑模控制，基于非奇异终端滑模控制方法对速度控制器进行了重新设计，得到了较为稳定的q轴参考电流，进而得到比较理想的转速、转矩等。本发明能在***受到干扰和不确定参数同时存在的情况下快速有效地调节永磁同步电机的各项输入和输出参数，动态响应速度快，鲁棒性高，提高了永磁同步电机的控制精度及其运行的可靠性。

Description

基于滑模控制理论的永磁同步电机的控制方法及***

技术领域

本发明属于永磁同步电机技术领域，更具体地，涉及一种基于滑模控制理论的永磁同步电机的控制方法及***。

背景技术

近几年，随着稀土永磁材料和电力功率器件的发展，永磁同步电机(PermanentMagnetSynchronousMotor,PMSM)以其高性能、高转矩惯量比和高能量密度得到了广泛的关注，特别是永磁材料价格的下降及磁性能的提高，极大地推动了永磁同步电机的发展和应用。近年来，在高精度、宽调速范围的伺服***中，永磁同步电机***正发挥着越来越重要的作用。永磁同步电机是一个多变量、强耦合的非线性***，它的应用环境一般较为复杂且常常存在各种干扰，同时存在着参数摄动、负载扰动等不确定性。

现有的电机控制技术中，矢量控制应用最为广泛。永磁同步电机矢量控制采用速度外环和电流内环的双闭环结构，其中，电流环往往需要先将三相电流经过dq变换，然后分别进行PI调节，将PI调节的结果作为PWM的控制量，经PWM算法输出控制信号，完成对电机的控制；速度环一般加入一些控制策略，近年来随着现代控制理论、电力功率器件和电力电子技术以及其它相关科学的进一步发展，许多关于永磁同步电机速度环的调速策略纷纷被提出，如自适应控制、神经网络控制、模糊控制、遗传算法控制等。尽管如此，传统的矢量控制电机动态响应较慢，且在运行过程中电机参数会随着工况负荷等发生变化，即参数摄动、负载扰动等，进而会影响电机的控制精度。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种基于滑模控制理论的永磁同步电机的控制方法及***，能在***受到干扰和不确定参数同时存在的情况下快速有效地调节永磁同步电机的各项输入和输出参数，动态响应速度快，鲁棒性高，提高了永磁同步电机的控制精度及其运行的可靠性。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种永磁同步电机的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)采集永磁同步电机的转子位置θ、转子角速度ω和三相电流i_a、i_b和i_c，对永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clark变换和Park变换，得到永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流i_d和i_q；

(2)利用采集的永磁同步电机的转子角速度ω和预设的永磁同步电机的参考转子角速度ω^*，得到永磁同步电机的q轴参考电流为：

$i_q^{*}=\frac{k_{p}J}{k_f\left(k_{p}s+k_i\right)}\[\stackrel{\·\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}+\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\frac{k_i}{k_p}+\mathrm{\α}\frac{1}{\mathrm{\σ}}{\left(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\right)}^{2-\mathrm{\σ}}+sat\left(v\right)k\],$

其中，J为转动惯量，k_p和k_i分别为下述步骤(3)中PI控制的比例系数和积分系数，k_f＝1.5n_pψ_f，n_p为极对数，ψ_f为转子磁链，s为拉普拉斯算子，为ω^*的二阶导数，为ω^*的一阶导数，为ω的一阶导数，α＞0为常数，σ为常数且1＜σ＜2，v为非奇异终端滑模变量，sat(v)表示对v求饱和函数值，k为常数且k大于永磁同步电机矢量控制***中有界函数的上下限绝对值的最大值；

(3)将预设的永磁同步电机的d轴参考电流和永磁同步电机的q轴参考电流分别与永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流i_d和i_q作差后，进行PI控制得到dq轴坐标系下的电压量u_d和u_q；

(4)用于dq轴坐标系下的电压量u_d和u_q经过坐标变换以及正弦脉冲宽度调制得到永磁同步电机的三相输入电压，驱动永磁同步电机运行。

优选地，所述步骤(2)中，非奇异终端滑模变量 $v={\mathrm{\ω}}^{*}-\mathrm{\ω}+\frac{1}{\mathrm{\α}}{(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}})}^{\mathrm{\σ}}.$

优选地，预设永磁同步电机的d轴参考电流

优选地，预设永磁同步电机的参考转子角速度ω^*为已知常数或随时间变化的已知量。

按照本发明的另一方面，提供了一种永磁同步电机的控制***，其特征在于，包括：

第一模块，用于采集永磁同步电机的转子位置θ、转子角速度ω和三相电流i_a、i_b和i_c，对永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clark变换和Park变换，得到永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流i_d和i_q；

第二模块，用于利用采集的永磁同步电机的转子角速度ω和预设的永磁同步电机的参考转子角速度ω^*，得到永磁同步电机的q轴参考电流为：

$i_q^{*}=\frac{k_{p}J}{k_f(k_{p}s+k_i)}\[\stackrel{\·\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}+\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\frac{k_i}{k_p}+\mathrm{\α}\frac{1}{\mathrm{\σ}}{(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}})}^{2-\mathrm{\σ}}+sat\left(v\right)k\],$

其中，J为转动惯量，k_p和k_i分别为下述步骤(3)中PI控制的比例系数和积分系数，k_f＝1.5n_pψ_f，n_p为极对数，ψ_f为转子磁链，s为拉普拉斯算子，为ω^*的二阶导数，为ω^*的一阶导数，为ω的一阶导数，α＞0为常数，σ为常数且1＜σ＜2，v为非奇异终端滑模变量，sat(v)表示对v求饱和函数值，k为常数且k大于永磁同步电机矢量控制***中有界函数的上下限绝对值的最大值；

第三模块，用于将预设的永磁同步电机的d轴参考电流和永磁同步电机的q轴参考电流分别与永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流i_d和i_q作差后，进行PI控制得到永磁同步电机在dq轴坐标系下的电压量u_d和u_q；

第四模块，用于dq轴坐标系下的电压量u_d和u_q经过坐标变换以及正弦脉冲宽度调制得到永磁同步电机的三相输入电压，驱动永磁同步电机运行。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：

(1)在永磁同步电机矢量控制***的速度环引入非奇异终端滑模控制，基于非奇异终端滑模控制方法对速度控制器进行了重新设计，得到了较为稳定的q轴参考电流；根据通用的矢量控制理论，永磁同步电机输出转矩与q轴参考电流成正比例，进而使永磁同步电机的转速等输出量能够在复杂的工况下跟随或保持在设定值，并且其他如转矩、三相输出电流等输出量的响应速度及稳定性明显改善，鲁棒性得到显著提高。

(2)采用了非奇异终端滑模控制算法，由于非奇异终端滑模控制***的“结构”并不固定，而是根据***的状态按照预定的“滑动模态”的状态轨迹滑动，因而可以在***受到干扰和不确定参数同时存在的情况下快速有效地调节永磁同步电机的各项输入和输出参数，最后使逆变器输出需要的电压，使永磁同步电机的运行符合高鲁棒性和低抖振的要求。

(3)通过非奇异终端滑模的滑动模态设计规避了传统滑模控制奇异现象(在应用中的某个特定区域，控制输入会出现无穷大的情况)的发生，提高了永磁同步电机***运行的可靠性。

附图说明

图1是本发明实施例的基于滑模控制理论的永磁同步电机的控制方法的原理示意图；

图2是定转子绕组坐标变换示意图；

图3是永磁同步电机矢量控制***速度环的原理示意图；

图4是永磁同步电机的转速波形图；

图5是永磁同步电机的输出转矩示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明的目的是克服永磁同步电机在复杂工况下面临的各种参数和负载干扰，导致其控制动态响应慢、控制效果差的缺陷，提供了一种动态响应速度快、自适应能力强、控制精度高的永磁同步电机控制方法。该方法不仅能够实现永磁同步电机的精确控制，而且能够在参数和负载出现变化时实现永磁同步电机的快速响应。

如图1所示，本发明实施例的基于滑模控制理论的永磁同步电机的控制方法包括如下步骤：

(1)采集永磁同步电机的转子位置θ、转子角速度ω和三相电流i_a、i_b和i_c，对永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clark变换和Park变换，得到永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流i_d和i_q。

根据矢量控制理论，永磁同步电机的各个物理量都需要经过坐标变换，最终在两相旋转坐标系(dq轴坐标系)下进行控制。定转子绕组坐标变换如图2所示。

(2)设定永磁同步电机的参考转子角速度ω^*和d轴参考电流其中，参考转子角速度ω^*可以为常数，也可以随时间变化。

(3)利用永磁同步电机的转子角速度ω和参考转子角速度ω^*，在永磁同步电机的矢量控制***中通过如下方程进行速度控制，得到永磁同步电机的q轴参考电流

$i_q^{*}=\frac{k_{p}J}{k_f\left(k_{p}s+k_i\right)}\[\stackrel{\·\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}+\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\frac{k_i}{k_p}+\mathrm{\α}\frac{1}{\mathrm{\σ}}{\left(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\right)}^{2-\mathrm{\σ}}+sat\left(v\right)k\]---\left(1\right)$

其中，J为转动惯量，k_p和k_i分别为永磁同步电机矢量控制***中的PI控制器的比例系数和积分系数，k_f＝1.5n_pψ_f，ψ_f为转子磁链，n_p为极对数，s为拉普拉斯算子，为参考转子角速度ω^*的二阶导数，为参考转子角速度ω^*的一阶导数，为转子角速度ω的一阶导数，α＞0为常数，σ为常数(1＜σ＜2)，v为非奇异终端滑模变量/滑模面，sat(v)表示对v求饱和函数值，k为常数，其取值应当大于永磁同步电机矢量控制***中有界函数的上下限绝对值的最大值。α和k可以根据永磁同步电机矢量控制***的函数模型取值，也可以直接取为10⁵到10⁶数量级的常数，非奇异终端滑模控制方法足以使速度控制的最终结果收敛至理想值。

上述方程的推导过程如下：

通用的dq轴坐标系下永磁同步电机的基本数学模型如下：

$\left[\begin{array}{c}\stackrel{\·}{i_d}\\ \stackrel{\·}{i_q}\\ \stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}-\frac{R_s}{L_d}& n_p\mathrm{\ω}& 0\\ -n_p\mathrm{\ω}& -\frac{R_s}{L_q}& -\frac{n_p{\mathrm{\ψ}}_f}{L_q}\\ 0& \frac{1.5n_p{\mathrm{\ψ}}_f}{J}& -\frac{B}{J}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\\ \mathrm{\ω}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{u_d}{L_d}\\ \frac{u_q}{L_q}\\ -\frac{T_l}{J}\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，R_s为定子电阻，L_d为直轴电感，L_q为交轴电感，u_d和u_q为d轴和q轴定子电压，T_l为负载转矩，B为粘滞摩擦系数，和分别为i_d和i_q的一阶导数。

经过拉普拉斯变换，根据式(2)得到频域下的转子角速度ω与q轴等效电流i_q的关系方程：

$s\widetilde{\mathrm{\ω}}\left(s\right)=\frac{1.5n_p{\mathrm{\ψ}}_f}{J}{\tilde{i}}_q\left(s\right)-\frac{B}{J}\widetilde{\mathrm{\ω}}\left(s\right)-\frac{T_l}{J}---\left(3\right)$

使k_f＝1.5n_pψ_f，可得：

$(s+\frac{k_i}{k_{p}s})\widetilde{\mathrm{\ω}}\left(s\right)=\frac{k_f}{J}(1+\frac{k_i}{k_{p}s}){\tilde{i}}_q^{*}\left(s\right)-\frac{k_f}{k_{p}J}{\tilde{u}}_q\left(s\right)-\frac{B}{k_{p}J}\widetilde{\mathrm{\ω}}\left(s\right)-\frac{T}{k_{p}J}---\left(4\right)$

经过移项推导和拉普拉斯反变换，得到一个二阶的永磁同步电机速度模型：

$\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ω}}=U-\frac{{\mathrm{Bk}}_p+k_{i}J}{k_{p}J}\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}-\frac{k_{i}B}{k_{p}J}\mathrm{\ω}-\frac{k_f}{k_{p}J}{u}_q-\frac{\stackrel{\·}{T_l}}{k_{p}J}-\frac{k_i{T}_l}{k_{p}J}---\left(5\right)$

其中，U为矢量控制***速度环控制器的控制输出，为T_l的一阶导数，为ω的二阶导数。对动态***的不确定部分重新进行定义：

$\left\{\begin{array}{c}f\left(t\right)=\frac{{\mathrm{Bk}}_p+k_{i}J}{k_{p}J}\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}+\frac{k_{i}B}{k_{p}J}\mathrm{\ω}\\ d\left(t\right)=\mathrm{\ω}\frac{k_f}{k_{p}J}{u}_q+\frac{\stackrel{\·}{T_l}}{k_{p}J}+\frac{k_i{T}_l}{k_{p}J}\end{array}\right.---\left(6\right)$

这样式(4)可以重新写为：

$\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ω}}=U-f\left(t\right)-d\left(t\right)---\left(7\right)$

定义运行时电机的转子角速度误差为e＝ω^*-ω＝x₁。结合式(7)，可以得到带不确定性和干扰的二阶永磁同步电机的模型：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1=x_2=\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\\ {\stackrel{\·}{x}}_2=\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-U+f\left(t\right)+d\left(t\right)\end{array}\right.---\left(8\right)$

构造非奇异终端滑模面函数，根据非奇异终端滑模控制思想，其滑模变量/滑模面如下：

$v=x_1+\frac{1}{\mathrm{\α}}{x}_2^{\mathrm{\σ}}---\left(9\right)$

其中，σ＝p/q，1＜σ＜2，p和q为奇数，α＞0为常数。

在控制理论分析中，先考虑一个带不确定性的二阶***：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\·}{x_1\left(t\right)}=x_2\left(t\right)\\ \stackrel{\·}{x_2\left(t\right)}=f\left(x\right(t),t)+u\left(t\right)+d\left(t\right)\end{array}\right.---\left(10\right)$

其中，x(t)＝[x₁(t),x₂(t)]^T，|d(t)|≤|D(t)|作为外界干扰来考虑，D(t)为已知函数，f(x(t),t)为未知***函数，其估计值为u(t)为***的输入。

这个***满足：

$\mathrm{\Δ}f\left(x\right(t),t)=f\left(x\right(t),t)-\hat{f}\left(x\right(t),t)\≤F\left(x\right(t),t)---\left(11\right)$

其中，为一个接近f(x(t),t)的简化函数，F(x(t),t)为一个已知的有界函数。结合式(8)，非奇异终端滑模控制律为：

$\stackrel{\·}{v}=\stackrel{\·}{x_1}+\frac{1}{\mathrm{\α}}\mathrm{\σ}\stackrel{\·}{x_2}{x}_2^{\mathrm{\σ}}+\left(F\right(x,t)+D(t)+\mathrm{\η})\mathrm{sgn}\left(v\right)---\left(12\right)$

其中，η是正常数。

根据下面的分析，这些状态量可以保证有限时间内收敛的稳定性。按照惯例，非奇异终端滑模控制的控制律设计为：

u(t)＝u_eq(x,t)+u_sw(x,t)(13)

其中，u_eq(x,t)为等效控制律，用于保证最终趋于零值，进而使得误差变量e稳定在滑模v＝0上。等效控制律的设计为：

$u_{eq}(x,t)=\hat{f}(x,t)+\stackrel{\·\·}{x_d}+\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\σ}}{\left(\stackrel{\·}{e}\right)}^{2-\mathrm{\σ}}---\left(14\right)$

k(x,t)是非线性增益系数，定义为：

k(x,t)＝F(x,t)+D(t)+η(15)

控制输入的另一部分u_sw(x,t)是用于克服干扰等因素，同时为了使滑模变量在有限时间内收敛到零，采用二阶超扭曲算法来设计切换控制：

$\stackrel{\·}{v}=-k(x,t)\mathrm{sgn}\left(v\right(t\left)\right)---\left(16\right)$

很显然满足李雅普诺夫稳定性判据，可得：

$u\left(i\right)=\hat{f}(x,t)+\stackrel{\·\·}{x_d}+\mathrm{\α}\frac{1}{\mathrm{\σ}}{\left(\stackrel{\·}{e}\right)}^{2-\mathrm{\σ}}+\left(F\right(x,t)+D(t)+\mathrm{\η})sgn\left(v\right(i\left)\right)---\left(17\right)$

这样，基于非奇异终端滑模算法的控制策略设计完成了，并可以用于普遍的二阶***。

由式(9)和(10)，滑模变量/滑模面可以写为：

$v={\mathrm{\ω}}^{*}-\mathrm{\ω}+\frac{1}{\mathrm{\α}}{(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}})}^{\mathrm{\σ}}---\left(18\right)$

即以转速的误差为控制变量。对上式求一阶导数：

$\stackrel{\·}{v}=\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}+\frac{1}{\mathrm{\α}}\mathrm{\σ}(\stackrel{\·\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-U+f(t)+d(t\left)\right){(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}})}^{1-\mathrm{\σ}}---\left(19\right)$

此外，上面提到的二阶非奇异终端滑模控制输出为：

$U=\stackrel{\·\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}+f\left(t\right)+\mathrm{\α}\frac{1}{\mathrm{\σ}}{(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}})}^{2-\mathrm{\σ}}+\left(F\right(x,t)+D(t)+\mathrm{\η})\mathrm{sgn}\left(v\right)---\left(20\right)$

即：

$U=\stackrel{\·\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}+f\left(t\right)+\mathrm{\α}\frac{1}{\mathrm{\σ}}{(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}})}^{2-\mathrm{\σ}}+k\mathrm{sgn}\left(v\right)---\left(21\right)$

为了进一步降低抖振，改善控制特性，用切换比较平滑的饱和函数代替符号函数，即：

$U=\stackrel{\·\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}+\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\frac{k_i}{k_p}+\mathrm{\α}\frac{1}{\mathrm{\σ}}{(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}})}^{2-\mathrm{\σ}}+sat\left(v\right)k---\left(22\right)$

永磁同步电机矢量控制***速度环的设计如图3所示，由式(2)可得速度环非奇异终端滑模控制输出与q轴参考电流的关系为：

$i_q^{*}=\frac{k_{p}J}{k_f(k_{p}s+k_i)}U---\left(23\right)$

最终基于非奇异终端滑模控制理论的永磁同步电机矢量控制***中速度环控制器的设计完成了。

(4)将永磁同步电机的d轴参考电流和q轴参考电流分别与其dq轴坐标系下的等效电流i_d和i_q作差后，进行PI控制得到永磁同步电机在dq轴坐标系下的输入电压u_d和u_q。

(5)对永磁同步电机在dq轴坐标系下的输入电压u_d和u_q进行Park逆变换，得到永磁同步电机在αβ轴坐标系下的输入电压u_α和u_β，将u_α和u_β作为载波信号，通过正弦脉冲宽度调制(SinusoidalPulseWidthModulation,SPWM)得到逆变器开关管的控制信号，输入至三相逆变器控制电路，控制逆变器中绝缘栅双极型晶体管(InsulatedGateBipolarTransistor,IGBT)的导通和关断，进而输出永磁同步电机的三相输入电压，驱动永磁同步电机按参考转子角速度ω^*运行。

基于MATLAB软件搭建仿真模型，将上述永磁同步电机的控制方法与基于传统滑模控制(SlidingModeControl,SMC)的控制方法进行比较。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

采用的永磁同步电机的参数如下：极对数n_p＝3，额定功率P＝3kW，定子电阻R_s＝0.8Ω，交轴电感L_q和直轴电感L_d为：L_q＝L_d＝0.004H，阻尼系数B＝7.403×10^-5N·m·s/rad，转矩惯量J＝1.74×10^-4kg·m²，转子磁链ψ_f＝0.35wb，同时加入不确定性参数和负载干扰，使永磁同步电机更接近实际应用环境。图4为永磁同步电机的转速波形图，图5为永磁同步电机的输出转矩示意图，其中，实线表示采用非奇异终端滑模控制(NTSMC)方法的仿真结果，虚线表示采用传统滑模控制(SMC)方法的仿真结果。

可以看出，NTSMC方法的仿真结果相对SMC方法的仿真结果明显平滑，速度和转矩响应速度快，超调量小，能够较快趋于稳定。在同样的参数不确定性干扰下，采用非奇异终端滑模控制，转速和转矩没有明显波动，而采用传统的滑模控制波动十分明显；在0.05s突然加入负载转矩时，非奇异终端滑模控制能够快速响应，输出需要的转矩，转速很快跟随参考转速，而传统滑模控制的波动较大。因此，采用非奇异终端滑模控制，能够使永磁同步电机的运行特性明显改善。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种永磁同步电机的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)采集永磁同步电机的转子位置θ、转子角速度ω和三相电流i_a、i_b和i_c，对永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clark变换和Park变换，得到永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流i_d和i_q；

(2)利用采集的永磁同步电机的转子角速度ω和预设的永磁同步电机的参考转子角速度ω^*，得到永磁同步电机的q轴参考电流为：

$i_q^{*}=\frac{k_{p}J}{k_f\left(k_{p}s+k_i\right)}\[\stackrel{\·\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}+\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\frac{k_i}{k_p}+\mathrm{\α}\frac{1}{\mathrm{\σ}}{\left(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\right)}^{2-\mathrm{\σ}}+sat\left(v\right)k\],$

其中，J为转动惯量，k_p和k_i分别为下述步骤(3)中PI控制的比例系数和积分系数，k_f＝1.5n_pψ_f，n_p为极对数，ψ_f为转子磁链，s为拉普拉斯算子，为ω^*的二阶导数，为ω^*的一阶导数，为ω的一阶导数，α＞0为常数，σ为常数且1＜σ＜2，v为非奇异终端滑模变量，sat(v)表示对v求饱和函数值，k为常数且k大于永磁同步电机矢量控制***中有界函数的上下限绝对值的最大值；

(3)将预设的永磁同步电机的d轴参考电流和永磁同步电机的q轴参考电流分别与永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流i_d和i_q作差后，进行PI控制得到dq轴坐标系下的电压量u_d和u_q；

(4)由dq轴坐标系下的电压量u_d和u_q经过坐标变换以及正弦脉冲宽度调制得到永磁同步电机的三相输入电压，驱动永磁同步电机运行。

2.如权利要求1所述的永磁同步电机的控制方法，其特征在于，所述步骤(2)中，非奇异终端滑模变量

3.如权利要求1或2所述的永磁同步电机的控制方法，其特征在于，预设永磁同步电机的d轴参考电流

4.如权利要求1或2所述的永磁同步电机的控制方法，其特征在于，预设永磁同步电机的参考转子角速度ω^*为已知常数或随时间变化的已知量。

5.一种永磁同步电机的控制***，其特征在于，包括：

第一模块，用于采集永磁同步电机的转子位置θ、转子角速度ω和三相电流i_a、i_b和i_c，对永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c进行Clark变换和Park变换，得到永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流i_d和i_q；

第二模块，用于利用采集的永磁同步电机的转子角速度ω和预设的永磁同步电机的参考转子角速度ω^*，得到永磁同步电机的q轴参考电流为：

$i_q^{*}=\frac{k_{p}J}{k_f\left(k_{p}s+k_i\right)}\[\stackrel{\·\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}+\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\frac{k_i}{k_p}+\mathrm{\α}\frac{1}{\mathrm{\σ}}{\left(\stackrel{\·}{{\mathrm{\ω}}^{*}}-\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}\right)}^{2-\mathrm{\σ}}+sat\left(v\right)k\],$

其中，J为转动惯量，k_p和k_i分别为下述步骤(3)中PI控制的比例系数和积分系数，k_f＝1.5n_pψ_f，n_p为极对数，ψ_f为转子磁链，s为拉普拉斯算子，为ω^*的二阶导数，为ω^*的一阶导数，为ω的一阶导数，α＞0为常数，σ为常数且1＜σ＜2，v为非奇异终端滑模变量，sat(v)表示对v求饱和函数值，k为常数且k大于永磁同步电机矢量控制***中有界函数的上下限绝对值的最大值；

第三模块，用于将预设的永磁同步电机的d轴参考电流和永磁同步电机的q轴参考电流分别与永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流i_d和i_q作差后，进行PI控制得到永磁同步电机在dq轴坐标系下的输入电压u_d和u_q；

第四模块，用于由永磁同步电机在dq轴坐标系下的输入电压u_d和u_q得到永磁同步电机的三相输入电压，驱动永磁同步电机运行。