CN105629737A - 一种内燃机车异步电机内模控制方法 - Google Patents
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Abstract
一种内燃机车异步电机内模控制方法,其特征在于,通过给被控对象并联一个与被控对象尽量一致的标称模型,利用被控对象的电流输出值与标称模型的电流输出值作差,差值反馈到内模控制器的输入端,与期望电流值作差后输入到内模控制器来抑制参数的变化、模型失配与外部干扰信号。由于内模控制器中滤波时间常数<i>β</i>不能渐变,利用变阻尼算法通过控制调节系数<i>kp</i>对滤波时间常数<i>β</i>进行调节,保证了***的快速性和稳定性。本发明***结构简单、稳定性高;控制方法参数调节方便,不需要大量的计算就能完成。有效改善内燃机车异步电机的动态性能,可应用于工程实践当中。
Description
技术领域
本发明涉及一种内燃机车异步电机内模控制方法。
背景技术
由于单轴功率大、粘着性能好、牵引再生控制方便、节能指标好等优点,目前内燃机车广泛采用交流传动***。对于其控制算法来说,矢量控制几乎已经成为一个工业标准,特别是转子磁场定向,因为可以实现转矩和磁链的解耦控制而在传动***中得到广泛的应用。在低开关频率下,开关周期的增大会带来一系列不利影响:数字控制中的延时增大、电流环带宽降低、转矩和磁链的动态解耦性能变差、电流谐波增大等。这些特点都使大功率传动***的矢量控制不同于传统的小功率***。
内模控制是一种从化工过程控制中发展起来的控制方法,设计原理简单,参数整定直观,鲁棒性强,控制性能好,因此得到了国内外学者的关注。然而,常规内模控制仅有一个可调参数,设计方便,控制简单。但是,在跟踪性和鲁棒性之间只能折中考虑,难以达到双优控制。
发明内容
本发明的目的在于提供一种内燃机车异步电机的内模控制方法,以解决现有技术存在的跟踪性和鲁棒性难以达到双优控制的问题。
本发明是采用如下技术方案实现的:一种内燃机车异步电机的内模控制方法,通过给被控对象并联一个与被控对象尽量一致的标称模型,利用被控对象的电流输出值与标称模型的电流输出值作差,得到的差值经过一个反馈控制器,反馈到内模控制器的输入端,与期望电流值作差后输入到内模控制器来抑制参数的变化、模型失配与外部干扰信号;将变阻尼算法引入到内模控制器当中,利用变阻尼算法对参数kp调整,达到对内模控制器滤波时间常数β的调整,所述方法包括如下环节:
1)给出重构的标称模型Gn(s),即异步电机电流环的模型为:其中σ为漏磁系数,ωs为磁场同步旋转角速度,Ls为定子电感,Rs为定子电阻;异步电机内模控制器电流输出表达式为:其中,e(s)为被控对象的电流输出值与标称模型电流输出值之差,即s为频域拉普拉斯算子,G(s)为被控对象模型,即异步电机,R(s)为期望电流值,d(s)为外部扰动,C(s)为内模控制器C(s)=f(s)·[Gn(s)]-1,β是滤波时间常数;kp是由变阻尼算法得到的一个调节系数,可以通过控制kp来实现对R(s)和e(s)的调节;
2)上述1)中提到的由变阻尼算法得到的kp由下面方程确定:式中,k1是变阻尼算法启动开始时希望加入的较大阻尼参数值,k2是调节斜率值,kp为阻尼参数输出值,v(t)为变阻尼算法的输入值,也就是内模控制中所设计的滤波时间常数β,x1和x2为两个状态变量;其中x1是跟踪v(t),而x2是作为v(t)的“近似微分”,a为阻尼表达式的跟踪控制斜率,当a增大时,x1跟踪v(t)越快,反之,x1跟踪v(t)越慢。
本发明利用变阻尼算法对内模控制器滤波时间常数进行动态调节,在启动阶段给定k1倍滤波参数,启动完成后,恢复为v(t)倍滤波参数。本发明***结构简单、稳定性高;控制方法参数不需要大量的计算就能完成。有效改善内燃机车异步电机的动态性能,可应用于工程实践当中。
附图说明
图1为免疫二自由度内模控制的永磁同步电机***框图。
图2为内模控制框图。
图3为变阻尼微分***非线性函数。
图4为变阻尼内模控制框图。
具体实施方案
本发明为一种内燃机车异步电机内模控制方法,以改善异步电机的内模控制全程范围内固定滤波时间常数的问题。由附图2知,通过给被控对象并联一个与被控对象尽量一致的标称模型,利用被控对象的电流输出值与标称模型的电流输出值作差,经过一个反馈控制器,反馈到内模控制器的输入端,与期望电流值作差后输入到内模控制器来抑制参数的变化、模型失配与外部干扰信号,以提高***的鲁棒性。所述控制方法包括如下环节:
1)给出重构的标称模型Gn(s),即异步电机的模型为:σ=1-Lm 2/(LsLr)为漏磁系数,ωs为磁场同步旋转角速度,Ls为定子电感,Rs为定子电阻,Lm指的是电机的互感,Lr为电机转子电感;异步电机电流输出表达式为:s为频域拉普拉斯算子,G(s)为被控对象模型,即异步电机,R(s)为期望电流值,d(s)为外部扰动,C(s)为内模控制器;由上述电流输出表达式可以看出,当C(s)=[Gn(s)]-1时,保证了电流值的输出很好的跟踪期望的给定值。为了保证内模控制器的可实现性,给C(s)加入低通滤波器内模控制器的最终实现形式为C(s)=f(s)·[Gn(s)]-1。将C(s)代入到电流输出表达式中得到其中,e(s)为被控对象的电流输出值与标称模型电流输出值之差,即kp是由变阻尼算法得到的一个调节系数,β是滤波常数。可以通过控制kp来实现对R(s)和e(s)的调节。
2)上述1)中提到的由变阻尼算法得到的kp由下面方程确定:附图3给出了跟踪微分器sat(A,δ)的一个动态过程,希望在启动开始时加入较大阻尼值,接近稳态时加入较小阻尼值,因此把跟踪微分器的输出倒用。则变阻尼参数注入值由下面方程确定:式中,k1是启动开始时希望加入的较大阻尼参数值,k2是调节斜率值,kp为阻尼参数输出值,v(t)为输入值,也就是内模控制中所设计的滤波时间常数β,δ为比较阈值,x1和x2为两个状态变量;其中x1是跟踪v(t),而x2是作为v(t)的“近似微分”,a为阻尼表达式的跟踪控制斜率,当a增大时,x1跟踪v(t)越快,反之,x1跟踪v(t)越慢。将所得的阻尼值kp引入的内模控制器C(s)中,通过的调整对kp的调整达到对滤波时间常数的调整的目的,如附图4所示。
3)采用成熟的转子磁场定向矢量控制技术进行设计,由附图1知,给定转矩值T*与给定转子磁链通过计算得到期望给定的电流值iq *,即R(s),式中,np为极对数。给定转子磁链通过计算得到期望给定的励磁电流值id *,Tr为转子时间常数。由电流传感器检测出的永磁同步电机定子三相电流ia、ib、ic,并经过3/2变换,得到两相静止电流iα、iβ。再经过park变换得到两相旋转坐标系下的电流id和iq。将id和iq作为反馈电流,将q轴电流的期望值与反馈电流值iq作差,得到电流误差Δiq,d轴的电流给定值id *与反馈电流值id作差,得到Δid,经过变阻尼内模控制器的调节输出Ud、Uq,Ud、Uq再经Park反变换输出Uα、Uβ,最后通过空间矢量脉宽调制模块输出六路PWM信号供给逆变器工作,逆变器输出将直流母线电压Udc以PWM波的形式将电压施加到异步电机上。控制***所需的转速、电流信号分别由编码器、电流传感器得到。
Claims (1)
1.一种内燃机车异步电机的内模控制方法,其特征是:通过给被控对象并联一个与被控对象尽量一致的标称模型,利用被控对象的电流输出值与标称模型的电流输出值作差,差值反馈到内模控制器的输入端,与期望电流值作差后输入到内模控制器来抑制参数的变化、模型失配与外部干扰信号;由于内模控制器中滤波时间常数β不能渐变,利用变阻尼算法通过控制调节系数kp对滤波时间常数β进行调节,所述方法包括如下环节:
1)给出重构的标称模型Gn(s),即异步电机电流环的模型为:异步电机内模控制器电流输出表达式为:其中,e(s)为被控对象的电流输出值与标称模型电流输出值之差,即s为频域拉普拉斯算子,G(s)为被控对象模型,即异步电机,R(s)为期望电流值,d(s)为外部扰动,C(s)为内模控制器C(s)=f(s)·[Gn(s)]-1,β是滤波时间常数;kp是由变阻尼算法得到的一个调节系数,可以通过控制kp来实现对R(s)和e(s)的调节;
2)上述1)中提到的由变阻尼算法得到的kp由下面方程确定:式中,是启动开始时希望加入的较大阻尼参数值,k2是调节斜率值,kp为阻尼参数输出值,v(t)为输入值,也就是内模控制中所设计的滤波时间常数β,δ为比较阈值,x1和x2为两个状态变量;其中x1是跟踪v(t),而x2是作为v(t)的“近似微分”,a为阻尼表达式的跟踪控制斜率,当a增大时,x1跟踪v(t)越快,反之,x1跟踪v(t)越慢。
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