CN104917501B - 半导体装置及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种半导体装置及其控制方法。所述半导体装置包括晶体管(121)、二极管(122)、第一检测电路(152)、第二检测电路(153)、计算电路(154)以及判定电路(155)。二极管与晶体管反向并联连接。第一检测电路被配置为检测晶体管的栅电压关于时间的变化率。第二检测电路被配置为检测晶体管的栅电流。计算电路被配置为基于栅电压关于时间的变化率和栅电流来计算栅电容。判定电路被配置为基于在注入电荷至晶体管的栅极时的栅电容的判定结果，来判定电流是流向二极管还是流向晶体管。

Description

半导体装置及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种半导体装置及其控制方法。
背景技术
反向导通型绝缘栅双极晶体管(RC-IGBT)模块在控制安装在混合动力车辆(HV)或电动车辆(EV)上的电动机驱动的电力电子技术中是众所周知的。RC-IGBT可以被视为二极管内置型IGBT。
例如，公开号为2010-4728的日本专利申请(JP 2010-4728 A)公开了一种电力变换器，其中被布置到续流二极管(FWD)部上的二极管感测元件和被布置到IGBT部上的IGBT感测元件被连接至感测电阻器的一端，并且控制电路通过判定流向所述电阻器的电流的极性来检测异常。
根据JP 2010-4728 A的技术，在集电极和发射极之间产生的大的电位差被直接测量。因此，具有高耐压的装置是必需的。
发明内容
本发明提供一种半导体装置及其控制方法。
根据本发明第一方案的半导体装置包括晶体管、二极管、第一检测电路、第二检测电路、计算电路和判定电路。二极管与晶体管反向并联连接。第一检测电路被配置为检测晶体管的栅电压关于时间的变化率。第二检测电路被配置为检测晶体管的栅电流。计算电路被配置为基于栅电压关于时间的变化率和栅电流来计算栅电容。判定电路被配置为基于在注入电荷至晶体管的栅极时的栅电容的判定结果，来判定电流是流向二极管还是流向晶体管。
根据本发明的第二实施例的半导体装置的控制方法是包括晶体管和与晶体管反向并联连接的二极管的半导体装置的控制方法。所述控制方法包括：检测晶体管的栅电压关于时间的变化率；检测晶体管的栅电流；基于栅电压关于时间的所述变化率和栅电流，来计算栅电容；以及基于当电荷被注入至晶体管的栅极时的栅电容的判定结果，来判定电流是流向二极管还是流向晶体管。
根据上述方案，无需使用具有高耐压的装置就可以判定电流的极性。
附图说明
下面将参照附图描述本发明的示例性实施例的特征、优点以及技术和工业的显著意义，其中相同的附图标记指代相同的元件，且在附图中：
图1是示出根据本发明的第一实施例的半导体装置的构造的示图；
图2是示出输入电容和反馈电容对于集电极电压的关系的曲线图；
图3是示出栅电容和集电极电压之间关系的曲线图；
图4是示出根据第一实施例的IGBT的构造的示图；
图5是示出根据第一实施例的IGBT的构造的示图；
图6是示出当给IGBT通电时根据第一实施例的半导体装置的操作的示图；
图7是示出当给二极管通电时根据第一实施例的半导体装置的操作的示图；
图8是示出根据本发明的第二实施例的半导体装置的构造的示图；
图9是示出当给IGBT通电时根据第二实施例的半导体装置的操作的示图；以及
图10是示出当给二极管通电时根据第二实施例的半导体装置的操作的示图。
具体实施方式
在下文，将参照附图描述用于实现本发明的实施例。在各个附图中，相同的构成组件将由相同的附图标记来标识且在某些情况下将省略其重复的说明。
图1是示出根据本发明的第一实施例的半导体装置的构造的示例的示图。半导体装置100包括RC-IGBT 110、RC-IGBT 120、负载130、微型计算机140、控制电路150、控制电路160和电源电位部170。RC-IGBT 110包括IGBT 111和二极管112。RC-IGBT 120包括IGBT 121和二极管122。
控制电路150包括电压检测电路151、栅电压梯度计算电路152、电流检测电路153、电容计算电路154、电容判定电路155、通断判定电路156、驱动电路157和电阻器158。
IGBT 111和IGBT 121串联连接。二极管112被布置为对应于IGBT 111。二极管122被布置为对应于IGBT 121。IGBT 111和二极管112反向并联连接，且IGBT 121和二极管122反向并联连接。二极管122和IGBT 111以及IGBT 121优选地被布置在同一衬底上。
IGBT 111和IGBT 121是执行通断操作的开关元件。因此，非特别限制于IGBT，还可以使用诸如MOSFET的功率晶体管元件。在本实施例中，将描述作为开关元件的示例使用IGBT的情况。然而，例如，当使用MOSFET时，能够理解的是将“集电极”更换成“漏极”且将“发射极”更换成“源极”。
控制电路160被布置在微型计算机140和RC-IGBT 110之间。控制电路150被布置在微型计算机140和RC-IGBT 120之间。负载130被布置在RC-IGBT 110和RC-IGBT 120之间。
在RC-IGBT 110中，二极管112的阳极和IGBT 111的发射极连接，且二极管112的阴极和IGBT 111的集电极连接。该集电极与电源电位部170连接，且例如，电位VH(高电位)被供给到集电极。IGBT 111的栅极受从微型计算机140输出的经由连接至栅极的控制电路160的驱动信号(SinH)141a控制。
在RC-IGBT 120中，二极管122的阳极和IGBT 121的发射极连接，且二极管122的阴极和IGBT 121的集电极连接。发射极被设置为，例如，GND(低电位)。IGBT 121的栅极受从微型计算机140输出的经由连接至栅极的控制电路150的驱动信号(SinL)141b控制。
微型计算机140输出驱动信号至控制电路。例如，微型计算机140输入驱动信号141b至控制电路150并输入驱动信号141a至控制电路160。因为驱动信号141a和驱动信号141b是反相信号，所以控制电路150和控制电路160以对应的方式驱动。作为驱动信号，例如，可以使用导通(关断)IGBT111和IGBT 121的信号，以及导通(关断)二极管112和二极管122的信号。作为微型计算机140，例如，可以使用微控制器(MCU)、微处理器(MPU)、电子控制模块(ECU)以及中央处理器(CPU)。
控制电路150基于来自微型计算机140的驱动信号141b而输入适当的信号至IGBT121的栅极。因而，控制注入IGBT的栅极的电荷量。正如在下文将详细地描述的那样，控制电路150监测在导通时IGBT 121的栅电容并由栅电容来估计在IGBT 121的集电极和发射极之间所产生的电位差(在下文中，称为集电极电压)。当栅电容小于阈值时，判定集电极电压为高的，并且控制电路150导通IGBT 121。当栅电容大于阈值时，判定集电极电压为低的，并且控制电路150关断IGBT 121。
在下文中，将更具体地描述包含在控制电路150中的各构成组件。
电压检测电路151检测在IGBT 121的栅极和发射极之间所产生的电位差(在下文中称为栅电压Vge)并输出检测结果至栅电压梯度计算电路152。栅电压基于，例如，从微型计算机140输出的导通信号或关断信号，而变化。例如，当从微型计算机140输出关断信号时，栅电压变为低电平。
栅电压梯度计算电路(第一检测电路)152包括，例如，变化率计算部并基于从电压检测电路151输入的信号而在变化率计算部处计算栅电压关于时间的变化率。其后，计算结果被输出至电容计算电路154。作为变化率计算部，例如，可以使用这样的微分电路：其计算栅电压Vge关于时间t的微分并将通过计算关于时间的微分所获得的值(导数dVge/dt)作为输出信号输出。这里，dVge表示栅电压的变化，而dt表示时间的变化。
电流检测电路(第二检测电路)153利用电阻器158，检测IGBT 121的栅电流Ig，并输出检测结果至电容计算电路154。而且，栅电流基于，例如，从微型计算机140输出的驱动信号以与栅电压相同的方式而变化(在实施例2的构造中它还基于从电流注入电路注入的电流而变化)。
电容计算电路154基于从栅电压梯度计算电路152输出的信号(栅电压关于时间的变化率的计算结果)和从电流检测电路153输出的信号(栅电流的检测结果)来计算栅电容Cg。其后，计算结果被输出至电容判定电路155。栅电容由以下公式来表示。
栅电容
＝输入电容+反馈电容
＝栅电流/栅电压关于时间的变化率
＝Cies+Cres＝Ig/{dVge/dt}
＝Cg
图2示出输入电容和反馈电容相对于集电极电压的关系。图3示出栅电容和集电极电压之间的关系。如图2所示，尽管反馈电容Cres 601随着集电极电压变高而减小，但输入电容Cies 602却几乎不依赖于集电极电压。因此，如图3所示，作为输入电容Cies 602和反馈电容Cres 601之和的栅电容Cg 603依赖于集电极电压。此外，如图3所示，当栅电容为阈值Cth 604以上时的减小率大于当栅电容为阈值Cth 604以下时的减小率。也就是，伴随着集电极电压增大的栅电容的减小率基于阈值Cth 604而变化。
当集电极电压为高的时反馈电容Cres由以下公式来表示。
反馈电容
＝{(衬底和栅极之间的绝缘膜的电容)×(衬底和栅极之间的结电容)}/{(衬底和栅极之间的绝缘膜的电容)+(衬底和栅极之间的结电容)}
＝(Cgd×Cpn)/(Cgd+Cpn)
＝Cres
当集电极电压如图4所示为高的时，因为在集电极侧的P层和衬底中央的N层之间的部分是PN结的正方向，所以在衬底中央的N层中集电极侧的电位变成高的。另一方面，因为发射极侧的P层处于低的电位，所以对发射极侧的P层和衬底中央的N层之间的PN结施加反偏压。因此，形成了耗尽层并由此形成结电容Cpn(参见X部分)。
另一方面，当集电极电压为低的时反馈电容Cres由以下公式来表示。
反馈电容
＝(衬底和栅极之间的绝缘膜的电容)
＝Cgd
＝Cres
当集电极电压如图5所示为低的时，因为在集电极侧的P层和衬底中央的N层之间的部分是PN结的正方向，所以在衬底中央的N层中集电极侧的电位变成低的。还因为发射极侧的P层处于低的电位，所以未对发射极侧的P层和衬底中央的N层之间的PN结施加反偏压。因此，由于未形成耗尽层，所以未形成结电容Cpn。
也就是，结电容Cpn形成与否取决于集电极电压是高的还是低的。可以估计到的是，当形成结电容Cpn时反馈电容Cres是小的且集电极电压为高的。此外，可以估计到的是，当未形成结电容Cpn时反馈电容Cres为大的且集电极电压为低的。
此外，当集电极电压为高的时的反馈电容Cres(Vce：大)与当集电极电压为低的时的反馈电容Cres(Vce：小)之间有以下关系。
反馈电容Cres(Vce：小)＞反馈电容Cres(Vce：大)
＝Cgd＞{(Cgd×Cpn)/(Cgd+Cpn)}
也就是，随着集电极电压变得更高，反馈电容(Cres)从Cgd接近{(Cgd×Cpn)/(Cgd+Cpn)}且变得更小。
电容判定电路155基于从电容计算电路154输出的信号来判定栅电容Cg是大于阈值Cth还是小于阈值Cth并输出判定结果至通断判定电路156。
通断判定电路156基于从电容判定电路155输出的信号和从微型计算机140输出的驱动信号141b来判定是否导通IGBT 121并输出判定结果至驱动电路157。
例如，当栅电容Cg小于阈值Cth时，可以估计出反馈电容Cres为大的且可以估计出集电极电压Vce为高的。
在这种情况下，因为必需给IGBT 121通电，所以通断判定电路156判定导通IGBT121(栅极导通判定)。此外，通断判定电路156输出用于导通IGBT 121(使栅电压上升)的信号至驱动电路157。
例如，当栅电容Cg大于阈值Cth时，可以估计出反馈电容Cres为小的且可以估计出集电极电压Vce为低的。
在这种情况下，因为不需要给IGBT 121通电(正在给二极管122通电)，所以通断判定电路156判定关断IGBT 121(栅极关断判定)。此外，通断判定电路156输出用于关断IGBT121(使栅电压减小)的信号至驱动电路157。
这是基于电荷注入开始后的栅电容做出的估计。此外，基于通过比较栅电容和阈值所获得的通断判定电路156的判定结果来执行IGBT 121的通断控制。电荷注入开始后的时间包括栅电容Cg的监测期间。栅电容的监测期间表示从输入导通信号(这里，导通信号是来自微型计算机的驱动开始指示信号)至IGBT 121的栅极之时起到IGBT 121被导通之时为止的一小时间段。也就是，将能够导通IGBT 121这样量的电荷注入IGBT 121的栅极。通断判定电路156能够判定在将IGBT 121从关断切换为导通的小时间段内是否需要给IGBT 121通电。在栅电容的监测期间结束时，栅电压不变化。例如，栅电压达到极限值。
驱动电路157基于从通断判定电路156输出的信号来输出控制信号至IGBT 121的栅极。基于该控制信号来导通(或关断)IGBT 121。
响应于控制电路150而驱动控制电路160。因为控制电路160的构造与控制电路150的构造相同，将省略其详细说明。控制电路160基于来自微型计算机140的驱动信号141a以与控制电路150相同的方式输出控制信号至IGBT 111的栅极。
电源电位部170提供适当的电位，例如，提供VH给IGBT 111的集电极和二极管112的阴极。
根据本实施例的半导体装置100，控制电路150能够基于IGBT 121的电荷注入开始后的栅电容来判定电流的极性。通过利用栅电容的监测结果的方法而无需使用具有高耐压的装置就能够判定电流的极性。
紧接着，将描述在半导体装置100导通时的操作的示例。
首先，将参照图6详细地描述给IGBT 121通电时的操作。将描述在IGBT121导通时通断判定电路156监测栅电容时的操作。每一个信号中的开关波形变成“高”的情况被简称为“H”，而开关波形变成“低”的情况被简称为“L”。
在到达时刻t1α之前，因为IGBT 121关断，所以SinL(驱动信号)为“L”。因为VceL(集电极电压)为“H”，所以反馈电容Cres为小的。因为栅电流不流动，所以VgeL(栅电压)和dVgeL/dt(栅电压关于时间的变化率)为“L”。因此，CML(栅电容Cg的监测值)也为“L”。IcL(集电极电流)和IdiL(二极管电流)也为“L”。这里，给RC-IGBT 110中的二极管112通电并且电流在二极管112中流动。
在时刻t1α处，SinL从“L”变为“H”。因而，导通信号被输入至IGBT121的栅极(开始监测栅电容Cg)。VceL为“H”。伴随着IGBT 121导通，栅电流流动。因此，VgeL开始增大且dVgeL/dt也开始增大。另外，因为开始监测栅电容Cg，所以CML开始增大。IcL和IdiL为“L”。
SinL和VceL从时刻t1α起到时刻t2α保持“H”(栅电容Cg的监测期间)。VgeL与时间成比例地增大。dVgeL/dt在时刻t1α附近快速地增大，经过最大值，然后在时刻t2α附近快速地减小。dVgeL/dt如此变化为使得其在时刻t1α和时刻t2α之间的中心处时具有最大值(波形的形状变得像两侧对称抛物线的形状)。因为CML未超过阈值Cth，所以通断判定电路156执行IGBT 121的栅极导通判定。尽管IcL暂时地保持“L”状态，但是随着栅电容Cg增大，IcL与时间成比例地增大。IdiL保持“L”。
在时刻t2α处，SinL为“H”。基于CML小于阈值Cth的通断判定电路156的判定结果，VceL开始减小(镜像期间(mirror period)的开始)。VgeL是在从时刻t1α到时刻t2α期间增大后的值。dVgeL/dt为“L”。CML快速地增大且变得大于阈值Cth(栅电容Cg的监测结束)。IcL是在从时刻t1α到时刻t2α期间增大后的值。IdiL为“L”。
在从时刻t2α到时刻t3α期间，SinL保持“H”。VceL与时间成比例地快速减小并保持“L”。VgeL变平并保持在时刻t2α时的值。dVgeL/dt保持“L”。CML保持在于时刻t2α时增大后的值。IcL快速地减小，且之后，与时间成比例地逐渐增大。IdiL保持“L”。
在时刻t3α处，SinL为“H”。VceL是从时刻t2α到时刻t3α期间减小后的值。VgeL开始增大(镜像期间的结束)且dVgeL/dt也开始增大。CML开始减小。IcL和IdiL不变化。因为镜像期间结束后VceL为“L”，所以反馈电容Cres变大，且通断判定电路156变得不能判定通电方向。
这里，镜像期间表示由于导通时(或关断时)集电极电压Vce的变化，所以栅极和集电极之间的电容变化且栅电压变平的期间。镜像期间的长度取决于，例如，栅极和集电极之间的电容和电阻器158的电阻的乘积。因此，优选的是，通过适当地调整镜像期间的长度来防止损耗增大。
在从时刻t3α到时刻t4α的期间，SinL保持“H”。VceL保持在时刻t3α时的值。VgeL与时间成比例地增大。dVgeL/dt在时刻t3α附近快速地增大，经过最大值，然后在时刻t4α附近快速地减小。dVgeL/dt如此变化为使得其在时刻t3α和时刻t4α的中心处时具有最大值。此外，在从时刻t3α到时刻t4α期间的dVgeL/dt的最大值变得小于在从时刻t1α到时刻t2α期间的dVgeL/dt的最大值。CML差不多保持在于时刻t3α时减小后的值。IcL继续与时间成比例地逐步增大。IdiL保持“L”。
在时刻t4α处，SinL为“H”，VceL为在时刻t3α时的值，且VgeL为在从时刻t3α到时刻t4α期间增大后的值。当IGBT 121的VgeL已经完成增大(已经达到极限值)时，它保持为恒定值。因为栅电流不流动，所以不能监测到栅电容Cg。dVgeL/dt为“L”。CML快速地减小且变得小于阈值Cth。IcL和IdiL不变化。
超过时刻t4α后，SinL保持“H”。VceL、VgeL和dVgeL/dt保持在时刻t4α时的值。CML保持在某个值，该值大于到达时刻t1α之前的值且小于在从时刻t1α到时刻t2α期间的值。IcL继续与时间成比例地逐步增大。IdiL保持“L”。
紧接着，将参照图7详细地描述当给二极管122通电时的操作。将描述在IGBT 121导通时通断判定电路156监测栅电容的情况下的操作。
直到到达时刻t1β之前，因为IGBT 121关断，所以SinL为“L”。因为VceL为“H”，所以反馈电容Cres为小的。因为栅电流不流动，所以VgeL和dVgeL/dt为“L”。CML为“L”。因为给二极管122通电，所以IdiL与时间成比例地增大。IcL为“L”。
在时刻t1β处，SinL从“L”变为“H”。因而，信号被输入至IGBT 121的栅极(栅电容Cg的监测开始)。VceL为“L”。由于IGBT 121导通，所以栅电流流动。因此，VgeL开始增大且dVgeL/dt也开始增大。因为栅电容Cg的监测开始，所以CML也开始增大。IcL和IdiL的行为不变化。
在从时刻t1β到时刻t2β的期间(栅电容Cg的监测期间)，SinL保持“H”且VceL保持“L”。伴随着IGBT 121的导通，VgeL与时间成比例地增大。dVgeL/dt在时刻t1β附近快速地增大，经过最大值，然后在时间t2β附近快速地减小。dVgeL/dt如此变化为使得其在时刻t1β和时刻t2β的中心处时具有最大值。因为CML超过阈值Cth，所以通断判定电路156基于监测结果执行IGBT 121的栅极关断判定。IdiL与时间成比例地增大。IcL为“L”。
在时刻t2β处，SinL为“H”。VceL为“L”。VgeL基于通断判定电路156的判定结果，即CML大于阈值Cth，而开始减小。dVgeL/dt为“L”。CML快速地减小且变得小于阈值Cth(栅电容Cg的监测结束)。IcL和IdiL的行为不变化。
在超过时刻t2β后，SinL保持“H”且VceL保持“L”。因为VgeL快速地减小，所以IGBT121被关断。因为栅电流不流动，所以不能监测到栅电容Cg。也就是，通断判定电路156不能判定通电方向。dVgeL/dt保持“L”。CML保持在时刻t2β时的值。IdiL与时间成比例地增大。IcL为“L”。
因此，根据本实施例的半导体装置100，在IGBT 121导通时监测栅电容Cg并判定其是大于还是小于阈值。控制电路150基于栅电容Cg的判定结果，通过判定是无需任何变化地导通IGBT 121还是通过停止导通IGBT 121以关断IGBT 121来执行适当的控制。因此，由于能够通过避免栅极的干扰来驱动二极管和IGBT，所以能够抑制由于二极管的VF增大而导致的损耗劣化。
在第二实施例中，将描述不同于第一实施例的半导体装置200。不同于半导体装置100，半导体装置200在控制电路中包括电流注入电路和关断保持电路。
图8是示出根据本实施例的半导体装置的构造的示例的示图。半导体装置200包括RC-IGBT 110、RC-IGBT 120、负载130、微型计算机140、控制电路250、控制电路260以及电源电位部170。RC-IGBT 110包括IGBT 111和二极管112。RC-IGBT 120包括IGBT 121和二极管122。
半导体装置200除了包括半导体装置100的构造以外还在控制电路250中包括电流注入电路180和关断保持电路190。此外，尽管控制电路260还包括电流注入电路和关断保持电路，但由于控制电路260的构造与控制电路250的构造相对应，所以将省略其详细说明。
如图8所示，控制电路250包括电压检测电路151、栅电压梯度计算电路152、电流检测电路153、电容计算电路154、电容判定电路155、通断判定电路156、驱动电路157、电阻器158、电流注入电路180以及关断保持电路190。
电流注入电路180在IGBT 121关断时注入电流Ig2至栅极。也就是，电压检测电路151检测基于从电流注入电路180注入的电流Ig2而变化的栅电压的变化。此外，同样地，电流检测电路153检测基于从电流注入电路180注入的电流Ig2而变化的栅电流的变化。控制电路250基于在IGBT 121关断时栅电容的判定结果(栅电容是大于还是小于阈值)来控制IGBT 121的通断。
关断保持电路190保持IGBT 121的栅电压使得它不会增大至预定值以上(保持栅电压在预定值以下)。通过关断保持电路190将栅电压保持在预定值以下，即使在IGBT 121关断时也能够监测栅电容。
也就是，在根据实施例1的半导体装置100中，控制电路150检测基于从微型计算机140输出的导通信号而变化的栅电容的变化。也就是，栅电容的监测期间是在IGBT 121导通时。另一方面，在根据实施例2的半导体装置200中，控制电路250检测基于从电流注入电路180注入的电流Ig2而变化的栅电容的变化。也就是，栅电容的监测期间是在IGBT 121关断时。
根据本实施例的半导体装置200，通过利用电流注入电路180和关断保持电路190，能够监测IGBT 121关断时的栅电容。也就是，当给二极管122通电时，IGBT 121未被完全导通是可能的。因此，可以省略多余的损耗且可以抑制二极管的损耗劣化。此外，可以在IGBT121关断时实时判定电流方向(通电方向)。
紧接着，将描述半导体装置200关断时的操作的示例。
首先，将详细描述IGBT通电时的操作。将描述IGBT关断时通断判定电路156监测栅电容时的操作。
在图9中，示出了导通时的开关波形。如图9所示，用SinL表示驱动信号，用VceL表示集电极电压，用Ig2表示注入电流，用VgeL表示栅电压，用dVgeL/dt表示栅电压关于时间的变化率，用CML表示栅电容Cg的监测值，用IcL表示集电极电流，以及用IdiL表示二极管电流。此外，每一个信号中的开关波形变为“高”的情况被简称为“H”，而开关波形变为“低”的情况被简称为“L”。
直到到达时刻t1α(栅电容Cg的监测期间)之前，因为IGBT 121关断，所以SinL为“L”。因为VceL为“H”，所以反馈电容Cres为小的。因为从电流注入电路180注入电流至IGBT121的栅极(栅电容Cg的监测开始)，所以Ig2为正弦曲线。电流Ig2的波形并不限于正弦曲线。因为VgeL和dVgeL/dt响应于Ig2，所以它们也是正弦曲线。CML小于阈值Cth。因此，通断判定电路156执行IGBT 121的栅极导通判定。IcL和IdiL为“L”。
SinL在时刻t1α处从“L”变为“H”。VceL为“H”。微型计算机140输入导通信号至IGBT121的栅极且IGBT 121由此被导通(栅电容Cg的监测结束)。因为电流注入电路180仅在IGBT121关断时注入电流至栅极，所以伴随着IGBT 121的导通而终止向栅极注入电流。因此，Ig2从正弦曲线变为“L”。VgeL开始增大且dVgeL/dt也开始增大。CML和IcL不变化。因为通断判定电路156执行IGBT 121的栅极导通判定(二极管122关断)，所以IdiL为“L”。
在从时刻t1α到时刻t2α的期间，SinL和VceL保持“H”。Ig2保持“L”。伴随着IGBT121的导通，VgeL与时间成比例地增大。dVgeL/dt在时刻t1α附近快速地增大，经过最大值，然后在时刻t2α附近快速地减小。dVgeL/dt如此变化为使得其在时刻t1α和时刻t2α的中心处时具有最大值。CML、IcL和IdiL不变化。
在时刻t2α处，SinL为“H”。VceL基于通断判定电路156的判定结果，即CML小于阈值Cth(镜像期间的开始)，而开始减小。Ig2不变化。VgeL为在从时刻t1α到时刻t2α的期间增大后的值。dVgeL/dt快速地减小且为“L”。CML快速地增大且变得大于阈值Cth。IcL开始增大。IdiL为“L”。
在从时刻t2α到时刻t3α的期间，SinL保持“H”。VceL与时间成比例地快速减小且保持“L”。Ig2保持“L”。VgeL变平且保持在时刻t2α时的值。dVgeL/dt保持“L”。CML保持在时刻t2α时增大后的值。IcL与时间成比例地增大，且之后，与时间成比例地减小。IdiL保持“L”。
在时刻t3α处，SinL为“H”。VceL为在从时刻t2α到时刻t3α的期间减小后的值。Ig2不变化。VgeL开始增大(镜像期间的结束)且dVgeL/dt也开始增大。CML快速地减小但大于阈值Cth。IcL处于减小中而IdiL不变化。在镜像期间结束后，不能监测到栅电容Cg。
在从时刻t3α到时刻t4α的期间，SinL保持“H”。VceL保持在时刻t3α时的值。Ig2保持“L”。VgeL与时间成比例地增大。dVgeL/dt在时刻t3α附近快速地增大，经过最大值，然后在时刻t4α附近快速地减小。dVgeL/dt如此变化为使得其在时刻t3α和时刻t4α的中心处时具有最大值。此外，与在从时刻t1α到时刻t2α的期间的dVgeL/dt的最大值相比，在从时刻t3α到时刻t4α的期间的dVgeL/dt的最大值变小。CML差不多保持在时刻t3α时减小后的值。IcL与时间成比例地减小，且之后，与时间成比例地增大。IdiL保持“L”。
在时刻t4α处，SinL为“H”且VceL为在时刻t3α时的值。Ig2不变化。VgeL为在从时刻t3α到时刻t4α期间增大后的值。当IGBT 121的VgeL完成增大时(在达到极限值时)，它保持恒定值。因为栅电流不流动，所以不能监测到栅电容Cg。dVgeL/dt为“L”。CML快速地减小并变得小于阈值Cth。IcL和IdiL的行为不变化。
在超过时刻t4α后，SinL保持“H”。VceL、Ig2、VgeL以及dVgeL/dt保持在时刻t4α时的值。CML保持在某个值，该值小于到达时刻t1α之前的值。IcL继续与时间成比例地逐步增大。IdiL保持“L”。
紧接着，将详细描述给二极管122通电时的操作。将描述在IGBT关断时通断判定电路156监测栅电容的情况下的操作。
在图10中，示出了导通时的开关波形。如图10所示，用SinL表示驱动信号，用VceL表示集电极电压，用Ig2表示注入电流，用VgeL表示栅电压，用dVgeL/dt表示栅电压关于时间的变化率，用CML表示栅电容Cg的监测值，用IcL表示集电极电流，以及用IdiL表示二极管电流。
直到到达时刻t1β之前，IGBT 121关断。在该过程中SinL从“L”变为“H”。因为VceL为“H”，所以反馈电容Cres为小的。因为从电流注入电路180注入电流至IGBT 121的栅极(栅电容Cg的监测开始)，所以Ig2为正弦曲线。因为VgeL和dVgeL/dt响应于Ig2，所以它们也是正弦曲线。CML大于阈值Cth。因此，通断判定电路156执行IGBT 121的栅极关断判定。尽管给二极管122通电，但IdiL与时间成比例地逐步减小。IcL为“L”。
SinL在时刻t1β时为“H”。VceL为“L”。Ig2为正弦曲线。因为基于来自微型计算机140的导通信号将电荷注入IGBT 121的栅极，所以VgeL开始增大。dVgeL/dt也开始增大。CML快速地减小。IdiL和IcL不变化。
在从时刻t1β到时刻t2β的期间，SinL保持“H”。VceL暂时的保持“L”，且之后，增大。Ig2为正弦曲线。伴随着IGBT 121的导通，VgeL与时间成比例地增大。伴随着VgeL的增大，dVgeL/dt也增大。CML保持在时刻t1β时减小后的值。CML小于阈值Cth。因为通断判定电路156执行IGBT 121的栅极导通判定，所以IdiL为“L”(二极管122关断)。这里，电流方向是相反的。由于电流方向是相反的，所以IcL从“L”起与时间成比例地逐步增大。
在时刻t2β处，SinL为“H”。VceL经过增大的峰值然后开始减小。电流注入电路180仅在IGBT 121关断时注入电流至栅极。因此，伴随着IGBT 121的导通，终止向栅极注入电流。因而，Ig2从正弦曲线变为“L”(栅电容Cg的监测结束)。VgeL开始增大且dVgeL/dt也开始增大。CML小于阈值Cth。IcL和IdiL不变化。
在从时刻t2β到时刻t3β的期间，SinL保持“H”。VceL与时间成比例地快速减小然后保持“L”。在镜像期间结束后，因为VceL为“L”，所以反馈电容Cres变大，且通断判定电路156不能监测栅电容Cg。Ig2保持“L”。VgeL与时间成比例地增大，在某值处变平，然后再次与时间成比例地增大。dVgeL/dt在时刻t2β附近快速地增大，经过最大值，快速地减小(“L”)，之后，再次增大，经过最大值，然后减小(“L”)。这里，与第一次增大时的dVgeL/dt的最大值相比，第二次增大时的dVgeL/dt的最大值变小。CML快速地增大，变得大于阈值Cth，之后，快速地减小然后保持大于阈值Cth的值。IcL与时间成比例地逐步增大。IdiL保持“L”。
在时刻t3β处，SinL为“H”。VceL和Ig2为“L”。VgeL为在时刻t3β时的值。dVgeL/dt为“L”。CML快速地减小(小于阈值Cth)。IcL和IdiL的行为不变化。
在超过时刻t3β后，SinL保持“H”且VceL和Ig2保持“L”。VgeL保持在时刻t3β时的值。当IGBT 121的VgeL完成增大(达到极限值)时，它保持为恒定值。因为栅电流不流动，所以不能监测到栅电容Cg。dVgeL/dt保持“L”。CML保持在时刻t3β时的值。IcL与时间成比例地逐步增大。IdiL不变化。
因此，根据本实施例的半导体装置200，能够提供无需使用具有高耐压的装置就能够判定电流的极性的技术。
在上文中，尽管已经详细地描述了用于实施本发明的实施例，但本发明并不限于这些具体的实施例。在本发明的要旨范围内可以对本发明进行各种修改和改变。

Claims (7)

1.一种半导体装置，其特征在于包括：
晶体管(121)；
二极管(122)，其与所述晶体管反向并联连接；
第一检测电路(152)，其被配置为检测所述晶体管的栅电压关于时间的变化率；
第二检测电路(153)，其被配置为检测所述晶体管的栅电流；
计算电路(154)，其被配置为基于所述栅电压关于时间的所述变化率和所述栅电流来计算栅电容；以及
判定电路(155)，其被配置为基于在注入足以导通所述晶体管的电荷至所述晶体管的栅极时的所述栅电容的判定结果，来判定电流是流向所述二极管还是流向所述晶体管。
2.根据权利要求1所述的半导体装置，其中
基于在所述晶体管为关断时的所述栅电容的判定结果来控制所述晶体管的通断。
3.根据权利要求1所述的半导体装置，进一步包括：
通断判定电路(156)，其被配置为基于在所述晶体管为关断时的所述栅电容的判定结果来判定是否导通所述晶体管。
4.根据权利要求3所述的半导体装置，其中
所述第一检测电路、所述第二检测电路、所述计算电路、所述判定电路以及所述通断判定电路构成控制电路的一部分；并且
所述控制电路被配置为控制所述晶体管的通断。
5.根据权利要求4所述的半导体装置，其中
所述控制电路包括驱动电路(157)；并且
所述驱动电路被配置为基于从所述通断判定电路输出的信号来控制所述晶体管的所述通断。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的半导体装置，进一步包括：
电流注入电路(180)，其被配置为在所述晶体管为关断时注入电荷至所述栅极；以及
关断保持电路(190)，其被配置为在所述晶体管为关断时将所述栅电压保持在预定值以下。
7.一种半导体装置的控制方法，所述半导体装置包括晶体管(121)和与所述晶体管反向并联连接的二极管(122)，所述控制方法的特征在于包括：
检测所述晶体管的栅电压关于时间的变化率；
检测所述晶体管的栅电流；
基于所述栅电压关于时间的所述变化率和所述栅电流，来计算栅电容；以及
基于当足以导通所述晶体管的电荷被注入至所述晶体管的栅极时的所述栅电容的判定结果，来判定电流是流向所述二极管还是流向所述晶体管。
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