CN104798282A - 混合式电池充电器 - Google Patents

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Abstract

本发明揭示一种混合式电池充电器，其包含用于提供交通工具启动电流及电池充电的线性电池充电电路及提供电池充电电流的高频率电池充电电路。所述线性电池充电电路及所述高频率电池充电电路经选择性启用以提供交通工具启动电流、最大充电电流及最优效率。

Description

混合式电池充电器
技术领域
本发明涉及一种电池充电器，且更特定来说涉及一种混合式电池充电器，其包含：线性电池充电电路，其用于在预定条件期间提供交通工具启动电流及电池充电；及高频率电池充电电路，其用于在不同预定条件期间提供电池充电电流；所述线性电池充电电路与所述高频率电池充电电路经选择性启用以提供交通工具启动电流、最大充电电流及最优效率。
背景技术
本技术领域中已知各种类型的电池充电器电路。举例来说，两种最常见类型的电池充电器电路为线性及高频率(还称为切换式模式)电池充电器电路。已知两种类型的电池充电器电路均具有优点及缺点。
线性电池充电电路通常包含变压器、整流器及电流调节元件。变压器的初级通常连接到外部120伏特AC电力供应。变压器使来自120伏特AC电力供应的电压降压到用于将电池充电的适当电压(举例来说，12伏特AC)。例如全波整流器的整流器将变压器的次级绕组上的经降压AC电压转换为DC充电电压。在一些已知线性电池充电器电路中，例如电阻器的被动线性元件与变压器的次级绕组串联连接以限制提供到电池的充电电流。线性电池充电器电路还可在被动元件与变压器的次级绕组之间包含电压调节器以使输出电压稳定。此类线性电池充电器电路的充电电流为120伏特AC供应源的电压的线性函数。
还已知高频率电池充电器电路。第6,822,425号美国专利中详细地描述示范性高频率变压器，所述专利特此以引用的方式并入。大体来说，此类高频率电池充电器电路通常连接到外部120伏特AC电力供应。举例来说，由全波整流器将来自120伏特AC电力供应的120伏特AC整流以产生DC电压。由电子切换电路将DC电压导通及切断以形成(举例来说)处于从10KHz到1MHz的频率且施加到高频率变压器的高频率脉冲列。高频率变压器使电压降压到适当充电电压。此充电电压经整流及滤波以提供用于将电池充电的所要DC充电电压。
各种政府机关已发布管控电池充电器效率的规则。举例来说，加利福尼亚州能源委员会已修订其电器效率规则以包含电池充电器电路。加利福尼亚州规则法典(“规则”)第20册第1601到1608节中陈述这些规则。美国能源部也已在联邦规则法典第10册第430部分中发布关于电池充电器的效率的标准。
不幸的是，许多已知常规线性电池充电器及常规高频率电池充电器已知不能满足上文所提及的标准中所陈述的电池充电器效率基准。具体来说，已知线性电池充电器电路已知具有在全负载下在介于50％与75％之间的范围内的效率，此低于上文所提及的标准中所陈述的基准。已知大多数损耗来自变压器。
为了解决此问题，一种已知线性电池充电器电路已知并入具有比绕线管缠绕变压器明显低的损耗的环形变压器。然而，关于环形变压器的使用存在数个缺陷。举例来说，此类环形变压器需要专门缠绕设备且更为劳动密集型的，并且具有在全负载下在从65％到80％的范围内的效率。另外，如同大多数已知绕线管缠绕变压器的情形一样，此类环形缠绕变压器的效率在小于60％的全负载下较低。事实上，在20％的全负载下，此类环形缠绕变压器的效率可小于40％。
高频率电池充电器电路可经设计为在全负载下为80％到90％+高效的。然而，已知此类高频率电池充电器电路的效率在小于全负载下为相对效率较低的。另外，由于组件的数目及在引擎启动模式中穿过那些组件的电流量，高频率电池充电器较不可靠。
如上文所提及，线性电池充电器及高频率电池充电器的效率随其负载而变化。上文所陈述的规则涉及总体效率。此意味着电池充电器必须在其中电池充电器连接到120伏特AC供应的所有条件期间满足效率基准。举例来说，加利福尼亚州规则规定必须在以下操作模式期间在24小时周期内维持效率基准：
·在电池充电器正将电池充电时的模式。
·其中电池充电器正向电池提供涓流充电的模式。
·其中电池在电池充电器仍连接到120伏特AC供应的情况下与电池断开连接的模式。
此外，虽然上文所提及的常规线性电池充电器及高频率电池充电器可在特定操作条件(例如全负载)期间满足上文所提及规则中所规定的基准，但此类充电器的效率在除全负载之外的操作条件下低于所规定效率基准。因此，需要一种可满足上文所提及规则中所陈述的效率基准的电池充电器电路。
发明内容
简要地，本发明涉及一种包含线性电池充电器电路及高频率电池充电器电路的混合式电池充电器。所述混合式电池充电器利用每一充电器电路的效率来改进所述混合式充电器的总体效率。所述线性充电器电路用于针对交通工具启动应用及其中电池充电电流相对高且超过表示相对高充电电流(举例来说，7安培以上)的预定电平的电池充电应用提供高输出电流(举例来说，75安培，甚至高达300安培)。当所述充电电流下降到低于所述预定电平时，切断所述线性电池充电器电路且导通所述高频率充电器电路以改进所述混合式充电器的总体效率。为了进一步改进所述混合式电池充电器的效率，可使所述高频率电池充电电路中的电子切换电路的频率的变化以进一步减小损耗。根据本发明的重要方面，所述混合式电池充电器电路甚至在相对低电池电压条件(举例来说，1伏特DC)下为完全操作的。
附图说明
参考以下说明书及附图将容易地理解本发明的这些及其它优点，附图中：
图1是根据本发明的混合式电池充电器的框图。
图2A是12安培电池充电器的示范性充电曲线。
图2B是2.0安培电池充电器的示范性充电曲线。
图3A到3G图解说明根据本发明的混合式电池充电器的示范性示意图。
图4A到4F图解说明根据本发明的微控制器控制电路的示范性示意图。
图5图解说明代替三端双向可控硅开关利用一对SCR的使用的根据本发明的线性充电电路的替代实施例的示范性示意图。
图6是图解说明三端双向可控硅开关或替代地用于控制来自连接到线性充电器的120伏特AC电力供应的电压的量值的一对SCR的切换的示范性图式。
图7A到7L是根据本发明的示范性软件流程图。
图8A是形成本发明的部分的回扫变压器的示意图。
图8B是形成本发明的部分的回扫变压器的布线图。
具体实施方式
本发明涉及一种包含线性电池充电器电路及高频率电池充电器电路的混合式电池充电器。线性充电器电路是在其最高效时使用；即，针对交通工具启动应用及其中电池充电电流(即，负载电流)相对高且超过表示相对高充电电流(举例来说，7安培DC以上)的预定电平的应用，提供高输出电流(举例来说，75安培)。更特定来说，为了改进混合式电池充电器的总体效率，在充电电流下降到低于预定电平时切断线性电池充电器电路，且导通高频率充电电路。因此，线性电池充电电路及高频率电池充电器电路各自在其最高效时使用以在充电循环期间如此进行。
两个电池充电器电路可并联连接。如此，在其中所需充电电流超过线性充电器电路及高频率充电器电路(个别地)的电池电流充电容量的应用中，线性充电器电路及高频率充电器电路两者并联连接且可选择性地共同接通以提供等效于两个充电器电路的最大输出电流的和的充电电流。
为了进一步改进高频率充电器电路的效率，使用可变频率驱动电路来控制高频率变压器接通/关断切换。典型驱动电路通常在100KHz左右切换。可变频率驱动电路允许依据输出负载条件将切换频率控制在20KHz与100KHz之间。特定来说，在相对低负载条件期间，可变频率驱动电路减小切换频率。在较低频率下，切换损耗及因此电力损耗大大减小。此外，可变频率驱动电路可经配置以在极低负载条件下跳过循环以进一步减小损耗。在所描述及所图解说明的示范性实施例中，上文所提及效率改进使得高频率电池充电器电路能够针对大多数负载条件获得80％以上的效率。
用于引擎启动功能及电池充电的线性电池充电器电路能够提供10安培DC连续电池充电电流。线性充电器电路可与可提供2安培DC充电电流的高频率充电器电路并联连接。最终结果为可提供12安培DC连续充电电流的混合式充电器。
由于线性电池充电电路仅为约75％高效的，因此其可仅在一部分时间内使用以便使混合式电池充电器获得80％以上的总体效率。特定来说，根据本发明的一个方面，线性电池充电电路仅在其最高效时(举例来说，在存在以下条件中的一或多者时)使用：
·由电池汲取的充电电流高于预定值(举例来说，约7安培DC)；
·电池电压低于特定值(举例来说，13.2伏特DC)，及
·电压的改变速率(dV/dt)低于预定值(举例来说，约0.1V/小时)。
如上文所提及，通过限制在使用线性电池充电电路时的条件，线性电池充电器电路仅在其70％以上高效时使用。使用(举例来说)如能源部在联邦规则法典第430.23节中所陈述的24小时的充电时间，线性电池充电器电路经估计为在2小时内使用且将实现约75％的平均效率。假设其中高频率电池充电器电路在整整24个小时内运行的最坏情境，线性电池充电电路与高频率电池充电电路的组合所使用的平均电力将满足或超过80％效率。
为了满足上文所提及的效率，混合式电池充电器可包含以下特征中的一或多者以进一步减小损耗且改进效率。这些特征任选涉及混合式电池充电器设计的各个方面。
可并入到混合式电池充电器中以便进一步减小混合式电池电路的损耗的一个任选特征涉及线性电池充电器电路中所使用的线性变压器。特定来说，已知此类线性变压器在连接到外部120伏特AC电力供应时在无负载条件下耗散电力。为了进一步改进效率且减小损耗，可在不使用时将线性电池充电器电路及因此线性变压器与ac线断开连接。
用以改进效率的另一任选特征涉及对高频率电池充电器电路进行电流限制。通过对高频率电池充电器电路进行电流限制，通过在将电池深度放电时使电力供应保持在接通条件与关断条件之间循环而改进效率。
用以进一步减小混合式电池充电器的电力损耗的另一任选特征涉及用于控制混合式电池充电器的微控制器，特定来说，混合式电池充电器利用微控制器来控制混合式电池充电器的各个方面。举例来说，微控制器用于进行电池电压测量；接入及切断线性电池充电器电路；且控制由线性电池充电器电路提供的启动电流量；且根据充电算法控制混合式电池充电器。为了进一步减小电力损耗且增加混合式电池充电器的效率，可任选地在充电进入维护模式中时使微控制器睡眠。在微控制器处于睡眠模式中时的条件期间，高频率电池充电器电路经配置以响应于模拟信号(由于在此条件期间将不可从微控制器获得信号)而将高频率充电器输出电压调节为维护电压(举例来说，13.5V)。微控制器经设置以在包含电池断开连接的数个条件下醒来。
根据本发明的另一重要特征，高频率变压器的构造使得充电器能够在低至约一(1)伏特DC的电池电压下正常地操作。特定来说，高频率变压器上的初级回扫偏置绕组首先以多股电线缠绕于绕线管上以在一层中覆盖绕线管的全宽度，因此此偏置绕组作为屏蔽层工作以改进EMC性能。另外，接下来且在与回扫绕组相反的方向上缠绕主要初级绕组。此配置进一步改进EMC性能。
根据本发明的高频率变压器具备第二偏置绕组。一个偏置绕组是在传统回扫配置中连接(即，作为初级绕组与相反极性连接)，且另一偏置绕组在前向方向上与相同极性连接。如此进行的原因是允许偏置绕组供应电压以使微控制器及PWM控制器即便在负载(即，电池电压)非常低的情况下仍运行。回扫偏置绕组的电压与由输出回扫绕组供应的电池电压成比例。因此，当电池电压非常低(举例来说，过度放电(举例来说，1伏特DC))时，如果由回扫绕组供电的微控制器及PWM控制器仅由现在由于低电池电压而非常低的回扫偏置绕组供电，那么那些控制器将不正确地操作。借助与回扫偏置绕组呈相反极性的前向偏置绕组的帮助，那些前向偏置绕组接着将电力供应到微控制器及PWM控制器以使其保持正确地操作。
示范性框图
翻到图1，其图解说明根据本发明的混合式电池充电器的框图。混合式电池充电器通常以参考编号20识别。混合式电池充电器20包含高频率电池充电器电路22及线性电池充电器电路24。高频率电池充电器电路22通过开关SW1 28选择性地连接到通常以参考编号25识别的电池充电器输出端子Vb+及Vb-。线性电池充电器电路24通过开关SW2 30选择性地连接到120伏特AC供应26的外部源。两个电池充电电路可并联连接。在其中充电电流超过线性充电电路的充电容量的应用中，可共同接通线性充电电路及高频率充电电路两者以提供等效于所述两个充电电路的和的充电电流。更特定来说，开关SW1在微控制器32的控制下允许高频率电池充电器电路22选择性地连接到电池充电器输出端子25，类似地，开关SW2 30在微控制器32的控制下允许线性电池充电电路24选择性地连接到120伏特AC供应26。
开关SW1 28及SW2 30允许混合式电池充电器20具有4种操作模式。在第一或启动操作模式中，混合式电池充电器20操作以提供启动电流，举例来说，75安培DC。在此操作模式中，开关SW1 28断开以将高频率电池充电器电路22与电池充电器输出端子25断开连接。在此模式中，微控制器32监测120伏特AC的外部源的零交叉。取决于所需启动电流的电平，微控制器32将发信号通知开关SW2闭合以递送所需启动电流。举例来说，参考图5，120伏特AC的外部源的标称峰值电压。如下文将更详细地论述，此电压施加到降压变压器且经整流以提供DC启动电流及DC充电电流。假设具有10:1的匝数比的降压变压器，电压将减小1/10且电流将增加10倍。假设使用上文实例，120伏特AC的外部供应可供应7.5安培的AC电流，线性充电电路32能够提供75安培DC启动电流。
在启动操作模式中，使用线性电池充电器电路30来提供启动电流。在此模式中，微控制器32通过零交叉检测器34感测120伏特AC的外部源的零交叉。已知120伏特AC的外部源的零交叉及频率，微控制器32能够通过测量零交叉以来的时间而以沿着120伏特AC正弦波的各个电压点触发开关SW2 30。以此方式，线性电池充电器电路30能够控制启动/充电电流。零交叉与到开关SW2 30的触发信号之间的时间延迟越短，启动/充电电流越高。更具体来说，参考图6，沿着120伏特AC正弦波的各个电压点对应于随时间而变的瞬时电压电平。举例来说，在正半循环期间的电压电平Vs对应于时间ts。假设时间ts提供所要启动电流，微控制器32将触发开关SW2 30以在时间ts处闭合，且开关SW2 30将在无论何时流动穿过开关SW2 30的电流已下降到零时重新断开。在微控制器32的控制下，所要启动电流被施加到电池充电器输出端子25。在此操作模式中，开关SW1 28断开，因此在启动电流操作模式期间将高频率充电器电路22与电池断开连接以避免反馈高频率充电器电路22。在此操作模式期间。微控制器电力Va由变压器T1的次级绕组通过二极管D7及D14提供。
在第二操作模式(举例来说，电池充电模式)中，使用线性充电电路24来在相对高负载条件期间(例如，在电池充电电流处于预定电平或高于预定电平时)将电池充电。对于示范性10安培连续线性充电电路，预定电平可处于(举例来说)7.0安培DC或高于7.0安培DC。在此操作模式中，开关SW2 30在检测到零交叉之后以比说明电流模式的时间延迟相对长的时间延迟沿着120伏特AC正弦波切换以在微控制器32的控制下提供所需充电电流。在此操作模式中，开关SW1 28可为断开的。
在第三操作模式(高频率充电模式)中，电池由高频率电池充电器电路22充电。在此模式中，开关SW2 30为断开的，因此将线性电池充电器电路24与所述电路断开连接，且开关SW1 28为闭合的。如上文所提及，在负载电流(即，充电电流)小于预定电平时使用高频率操作模式。电流感测电阻器放置成与电池端子25串联。跨越电流感测电阻器38的电压由微控制器32读取作为供应到电池的充电电流的指示。因此，如上文所提及，当充电电流下降到低于预定电平时，混合式充电器20从线性充电电路24切换到高频率充电电路22。
混合式充电器20可具备其中高频率充电器电路22与线性充电器电路24并联的任选第四操作模式(并联模式)。在此操作模式中，线性充电电路24及高频率充电器电路22组合以提供超过线性充电电路24或高频率充电器电路22(个别地)的连续的额定值经组合充电电流。举例来说，假设高频率充电器电路22具有2.0安培DC的连续额定值且线性充电电路具有10.0安培DC的连续额定值，混合式充电器20可在并联操作模式中提供连续12.0安培DC。
混合式电池充电器20可任选地具备其中开关SW1 28在电池与电池端子25断开连接时断开的任选第五操作模式(待命模式)。在此操作模式中，电池电压由电压感测电路40感测。当电压感测电路40感测到电池电压的损耗时，开关SW1 28在微控制器32的控制下被断开以在此条件期间从电池充电器输出端子25移除所有电力。
根据本发明的另一重要方面，混合式电池充电器20可并入可变频率驱动电路42。可变频率驱动电路42可用于控制高频率充电器电路22的切换频率。如下文将更详细地论述，可变频率驱动电路42(举例来说，“绿色模式”控制器，例如Fairchild SG6859A)依据负载电流控制所述切换频率。举例来说，示范性可变频率驱动电路42可用于使高频率充电电路22的切换频率从20KHz变化到100KHz。在相对低负载条件下，可变频率驱动电路42在较低频率下切换以便减小切换损耗。可变频率驱动电路42可任选地在绿色模式控制器进入绿色模式(即，到PWM控制器的反馈引脚的电压高于2.8伏特DC)时跳过循环。
示意图
图3A到3G中图解说明包含控制电路的混合式电池充电器20的示范性示意图。图4A到4F中图解说明包含微控制器32的控制电路的一部分的示范性示意图。图3A到3G中所图解说明的混合式电池充电器20的示意图图解说明其中开关SW2 30实施为三端双向可控硅开关的线性充电器电路24。图5图解说明其中开关SW2 30实施为一对SCR的线性充电器电路24的替代实施例。
线性充电器电路
图3E到3G展示线性电池充电器电路24(图1)。如上文所提及，线性充电器电路在负载电流高于预定值(举例来说，7安培DC)时(其中线性充电电路24最高效)在启动操作模式中提供启动电流且在充电操作模式中提供充电电流。
翻到图3A到3G，线性充电电路24包含充当上文所描述的开关SW2 30的三端双向可控硅开关Q4(图3F)。到三端双向可控硅开关Q4的输入连接到120伏特AC电力供应26(图3A)的中性端子N。三端双向可控硅开关Q4(图3F)的输出连接到变压器T2(图3G)的一个腿部。变压器T2的相对腿部连接到端子Ltx+(图3F)，所述端子通过保险丝F2及温度感测电阻器RT2连接到120伏特AC电力供应26(图3A)的线端子L。浪涌抑制器V1可连接于线与中性端子L及N(分别地)之间以抑制电压尖峰。
经设计以在50/60Hz(低频率)下工作的变压器T2(图3G)为用于使施加到初级绕组的输入电流变压以提供启动电流或充电电流作为其匝数比与施加到初级的电压的反函数的电流变压器。如上文所提及，三端双向可控硅开关Q4(图3F)可沿着120伏特AC正弦波(图6)在各个电压点处切换以提供所要启动电流或所要充电电流。
三端双向可控硅开关Q4(图3F)是在微控制器32(图4B、4C、4E及4F)的控制下。更特定来说，微控制器32提供识别为“Phase Ctr.”信号的一系列相位控制信号。这些控制信号控制沿着三端双向可控硅开关Q4(图3F)切换的120伏特正弦波(图6)的电压点，如上文所论述。相位控制信号通过电阻器R39及光学耦合器U5施加到三端双向可控硅开关Q4。光学耦合器U5的输出施加到三端双向可控硅开关Q4的栅极。由电阻器R37及R28组成的分压器施加到三端双向可控硅开关U5的栅极以通过控制信号控制三端双向可控硅开关Q4。电容器C21连接于分压器与到三端双向可控硅开关Q4的输入之间以将稳定信号提供到三端双向可控硅开关Q4的栅极。由串联连接的电容器C18及电阻器R25组成的噪声滤波器跨越三端双向可控硅开关Q4的输入及输出而连接以防止由于120伏特电力供应中的电压尖峰而导致错误切换。
当三端双向可控硅开关Q4导电时，AC电压被施加到线性变压器T2(图3G)的初级，如上文所提及。一对整流二极管D22及D23连接到变压器T2的次级绕组以提供全波整流。在AC正弦波的正半循环期间，二极管D22导电且二极管D23关断。在此正半循环期间，正经整流DC输出电压被施加到正电池端子Vb+。在AC正弦波的负半循环期间，二极管D23接通且二极管D22关断。由于二极管D23的阴极连接到正电池端子Vb+，因此在正弦波的负半循环期间正经整流DC输出电压仍被施加到电池端子Vb+以将连续经整流DC电压提供到电池端子Vb+。
变压器T2的次级绕组为抽头的且连接到***接地SGND。如所展示，次级绕组展示为具有示范性中心抽头且连接到连接器CN1，所述连接器又连接到负电池端子Vb-。
图5中展示替代线性电池充电器电路。在此实施例中，代替三端双向可控硅开关使用两个SCR Q4及Q8。在此实施例中，光学耦合器U5的输出用于单独地触发SCR Q4及Q8的栅极。在正半循环期间，二极管D22关断且二极管D25及SCR Q8导电。在负半循环期间，二极管D22接通且二极管D25关断，并且SCR Q4导电。
如上文所论述，SCR Q4及Q8与缓冲电路并联连接，所述缓冲电路由串联连接的电阻器R25及电容器C18组成。栅极电阻器R28及电容器C21可连接于光学耦合器U5与SCR Q8之间。
如上文所提及，线性电池充电器电路24仅在负载电流超出预定值(举例来说，7.0安培DC)时使用。当线性电池充电器电路24正将电池充电时，电流感测电路38(图1)测量充电电流，如下文将论述。开关SW1闭合且微控制器32(图4B、4C、4E及4F)读取供应到电池的充电电流。当充电电流下降到低于预定值(举例来说，7安培DC)时，微控制器32发信号通知三端双向可控硅开关Q4(图3F)或替代地SCR Q4及Q8(图5)以通过Phase Ctr.断开。发信号通知将线性充电器电路24与120伏特电力供应26(图3A)断开连接。如上文所提及，如此进行使得线性充电电路24(图1)仅在负载电流高于预定值(举例来说，7安培DC)时(其中其最高效)用于将电池充电。一旦线性充电器电路24与120伏特AC电力供应26(图3A)断开连接，高频率电池充电器电路22便接管且继续将电池充电。
电流感测电路
图3C及3D中图解说明电流感测电路38(图1)。电流感测电路38通过电流感测电阻器R11A(图3C)感测电池充电电流。电流感测电阻器R11A的一侧连接到负电池端子Vb-(图3D)。电流感测电阻器R11A的另一侧连接到接地OGND。跨越电流感测电阻器R11A的电压被施加到包含放大器U4B、输入电阻器R24及R30以及输出电阻器R23的电流感测电路38。电阻器R30/R24的比率确定放大器U4B的增益。在此示范性情形中，增益为20。跨越电流感测电阻器R11A的电压被施加到放大器U4B的+及-端子。连接到运算放大器U4B的非反相输入的电阻器R30及电容器C15形成用于对由于跨越电流感测电阻器R11A的电压的高频率切换导致的输入噪声进行滤波的低通滤波器。一对电容器C6及C13连接于运算放大器U4B的输出与输入信号之间以使运算放大器U4B的输入及输出电压稳定。
运算放大器U4B将跨越电流感测电阻器R11A的电压放大且提供识别为CURRENT的输出信号。CURRENT信号连接到连接器CN1(图3G)的引脚8。连接器CN1又连接到连接器CN2(图4A)，连接器CN2连接到微控制器32(图4B、4C、4E及4F)。如上文所论述，微控制器32控制提供到连接到其电池充电器输出端子Vb+及Vb-25的电池的充电及启动电流。
到运算放大器U4B的电力识别为通过电阻器R26、二极管D7及D14以及电阻器R7衍生自正电池电压Vb+(图3D)的电压Va。电容器C14用于使施加到运算放大器U4B的电力供应输入的电压Va稳定。运算放大器U4B的负电力供应输入连接到接地OGND。
电压感测电路
图3D中图解说明电压感测电路40(图1)。电压感测电路40包含晶体管Q3。晶体管Q3的射极连接到正电池端子Vb+。晶体管Q3的集电极为识别为BATTERY VOLTAGE的信号。此信号通过连接器CN1(图3G)及CN2(图4A)施加到微控制器32(图4B、4C、4E及4F)。晶体管Q3(图3D)在晶体管Q2(图3C)及二极管D16的控制下。二极管D16连接到回扫变压器T1的次级绕组中的一者的负极性侧。如下文将更详细地论述，回扫变压器T1的初级绕组通过开关(举例来说，FET Q1)导通及切断。当开关Q1闭合时，回扫变压器T1的次级绕组的负极性侧将为正的，因此致使二极管D16导电。二极管D16的阴极通过电流限制电阻器R8连接到晶体管Q2的基极。偏置电阻器R20与电容器C20的并联组合跨越晶体管Q2的基极及射极端子而连接以使晶体管Q2偏置。此致使晶体管Q2连接到次级绕组的负极性侧上的正电压且因此接通。晶体管Q2的集电极连接到晶体管Q3(图3D)的基极，此接通晶体管Q3(图3D)。晶体管Q3的射极连接到正电池端子Vb+。晶体管Q3的集电极为通过连接器CN1(图3G)及CN2(图4A)施加到微控制器32(图4B、4C、4E及4F)的BATTERY VOLTAGE信号。
无论何时丢失外部120伏特AC电力供应时(举例来说，当120伏特AC被用户关断或120伏特AC以其它方式不可获得时)，初级侧电路将丢失电力。如此，PWM控制器U1将停止工作且FET Q1将关断。此致使次级绕组W4及W5丢失电力，其又将致使晶体管Q2及Q3关断。结果，BATTERY VOLTAGE信号消失，且微控制器32知晓丢失120伏特AC电力供应且因此关断继电器RLY1。此致使偏置电力Va丢失电力，其又致使包含微控制器32的所有次级控制电路丢失电力且关闭。实质上，混合式电池充电器20停止工作。不借助由二极管D16、电容器C20、电阻器R8及R20、晶体管Q2及Q3以及电阻器R12组成的特殊电路的帮助，微控制器32将不知晓120伏特AC电力供应是否丢失，这是因为即便120伏特AC电力供应已丢失，微控制器32仍将通过电阻器26、二极管D7从充电不足的电池得到电力达到偏置电力Va。因此，当丢失120伏特AC电力供应时，充电不足的电池将最终被放电以致于寿命终止。
零交叉电路
图3E及3F中图解说明零交叉电路34(图1)。如上文所提及，零交叉电路34确定120伏特AC电力供应26的零交叉以便确定激发三端双向可控硅开关或SCR的正确时间点。零交叉电路34包含二极管D11、D12、D17及D18。线L及中性N轨通过电流限制电阻器R11及R34施加到零交叉电路34。电容器C12提供于线L与中性N轨之间以对电力供应的噪声进行滤波。在120伏特AC电力的正半循环期间，二极管D17及D18将导电，且在负半循环期间，二极管D11及D12将导电。电阻器R11、R33及R34形成将AC电压供应到电阻器R33的分压器。无论何时R33的电压高于电容器C17的电压时，二极管D19将导电，此致使电流流动到充电电容器C17。当二极管D19导电时，晶体管Q6关断，这是因为其基极到射极被二极管D19反向偏置。因此，在此条件期间，无电流流动穿过光学耦合器U3的LED二极管。如此，U3的光电晶体管将关断且产生到微控制器32的逻辑“1”。当120伏特AC电力供应与零交叉时，二极管D19被关断，因此电容器C17的穿过电阻器R33的电压被施加到晶体管Q6的基极，从而接着接通晶体管Q6及光学耦合器U3。当晶体管Q6在零交叉期间接通时，可在光学耦合器U3的输出晶体管的集电极处获得逻辑0，从而指示如由信号“Zero Crs”指示的零交叉。信号“Zero Crs”通过连接器CN1(图3G)及CN2(图4A)施加到微控制器32。
当AC电压上升时，二极管D19将被重新接通且且电容器C17将继续充电，从而致使在光学耦合器U3的输出处产生逻辑“1”。在下一零交叉处，二极管D19再次退出且逻辑“0”被提供为“Zero Crs”信号。循环重复直到混合式电池充电器20与120伏特电力供应断开连接为止。
高频率电池充电器电路
图3A、3B、3C及3D中图解说明高频率电池充电器电路22(图1)。高频率充电器电路22通过保险丝F1(图3A)及NTC热敏电阻器RT1或其它温度传感器连接到120伏特AC电力供应轨L及N。由CX1及电感L1组成的EMC滤波器连接于线L与中性轨N之间。一对串联耦合的电阻器R1及R2跨越线L及中性轨N而连接以便将电容器CX1放电。由二极管D1、D2、D3及D4(图3A及3B)组成的全波整流器也连接到线L及中性轨N。全波整流器将120伏特Ac电压转换为经整流DC电压。电容器C2(图3B)跨越全波整流器的输出而连接以使全波整流器的DC输出电压平稳。
高频率充电器电路22包含回扫变压器T1(图3C)。在此情形中，回扫变压器T1包含识别为W1的单个初级绕组、识别为W2、W3及W4的三个(3)偏置绕组及识别为W5的一个次级绕组。如下文将更详细地论述，偏置绕组W2、W3及W4通过绝缘与初级绕组W1分离，如图8b中所展示。偏置绕组W2、W3及W4在包含低电池电压条件的各种操作条件期间将稳定AC电力提供到PWM控制器U1及微控制器32，如下文所论述。特定来说，初级绕组W1的负极性侧连接到桥式整流器(图3A及3B)的输出。电容器CY1用于改进EMC性能。初级绕组W1的正极性侧通过开关Q1以及一对并联电流感测电阻器R19A及R19B连接到初级侧接地PGND(图3B)。实施为FET的开关Q1用于在下文所论述的可变频率驱动电路42(图1)的控制下将初级绕组W1的正侧连接到接地PGND及将所述正侧与所述接地断开连接。可变频率驱动电路42(举例来说)依据负载电流致使开关Q1在(举例来说)20KHz与100KHz之间切换。
当开关Q1(图3B)被闭合时，初级绕组W1连接到桥式整流器的DC输出。此致使初级电流流动穿过初级绕组W1，此在变压器T1中积累磁通量及能量。在此条件期间，在变压器T1的次级绕组W4及W5(图3C)中诱发电压。在此时间期间，连接于初级绕组W1的负极性与桥式整流器的输出之间的二极管D8(图3B)关断。当开关Q1(图3B)被闭合时，连接到次级绕组W5的正极性的二极管D6(图3C)也将关断，因此防止输出电容器C4进行充电。二极管D13、二极管D14及D16将接通，这是因为绕组W2及W4具有与绕组W1相同的极性。因此，电容器C7、C8及C20将被充电。
当开关Q1(图3B)断开时，二极管D8接通以通过电阻器R10以及并联电阻器R5A及R5B及电容器C5将由变压器T1的泄漏电感导致的电压尖峰固定为对于FET来说安全的电平。此产生跨越偏置绕组W3及次级绕组W4的正电压，其又接通二极管D5(图3B)，从而允许将电容器C8充电以将电力供应到U1；此还接通二极管D6(图3C)，从而允许输出电容器C4充电且将负载电流供应到电池。二极管D7也被接通，此通过电阻器R31将电力提供到继电器RLY1。借助到继电器RLY1的电力，继电器触点能够闭合，从而允许在微控制器32发送信号以接通晶体管Q5时将电流递送到电池。二极管D15可跨越继电器RLY1而连接以在继电器RLY1的切换期间充当缓冲器。继电器通过电阻器R32及开关Q5在继电器控制信号Relay Ctr的控制下。
电池充电器输出端子Vb+及Vb-25跨越输出电容器C4而并联连接，所述输出电容器在开关Q1闭合时将负载电流供应到连接到电池充电器输出端子Vb+及Vb-25的电池单元(未展示)。当开关Q1断开时，次级绕组W5通过二极管D6将输出电容器C4充电且还将负载电流供应到电池。如下文更详细地论述，开关Q1的接通及关断时间由下文所论述的可变频率驱动电路42控制。
可变频率驱动电路
图3B及3C中图解说明可变频率驱动电路42(图1)且其包含PWM控制器U1(举例来说，用于回扫转换器的Fairchild模型SG6859A PWM控制器)。其它PWM控制器也为适合的。PWM控制器U1包含在轻负载及无负载条件下降低切换频率的绿色模式功能。反馈电路43由电压反馈电路及电流反馈电路组成。电压反馈电路由电阻器R21、齐纳二极管ZD1及光学耦合器U2形成。电压反馈电路将Vin电压限制于预定值(举例来说，16.2V)。电流反馈电路由电流感测电阻器R11A及R11B、电容器C3、C9及C19、电阻器R14、R22、R50及R27、运算放大器U4A、二极管d10及光学耦合器U2形成。光学耦合器U2将电压反馈信号与电流反馈信号组合在一起，接着将其发送到PWM控制器U1的引脚FB。一旦U1的引脚FB处的反馈信号超过阈值，切换频率便降低以便在轻负载及无负载条件期间保存电力。针对上文所提及的PWM控制器U1，频率可在20KHz与100KHz之间变化。降低切换频率显著减小电力消耗。
电流反馈电路包含连接到PWM控制器U1的反馈引脚FB(图3B)的差分放大器U4A(图3C)及光学耦合器U2(图3C)。差分放大器U4A(图3C)将电流感测电阻器R11A的表示充电电流的电压与参考信号进行比较。在此情形中，参考信号由来自微控制器32、穿过由电阻器R27及电容器C3组成的RC滤波器电路的PWM Ctr信号形成。差分放大器U4A的输出施加到光学耦合器U2。
PWM控制器U1(图3B)任选地包含(举例来说)如通过Fairchild模型SG6859A PWM控制器或等效物提供的“绿色模式功能”。绿色模式功能致使PWM依据负载电流自动地减小开关Q1的切换频率。在相对低负载电流条件下，PWM控制器U1的频率减小。在无负载条件下，所述频率通过跳过若干个切换循环而进一步减小。减小所述频率及消除开关Q1的切换循环减小电力损耗。
如上文所提及，高频率充电器电路22具有两种控制模式：电压控制模式及电流控制模式。在微控制器32闭合继电器RLY1(图3C)之前，高频率充电器22在电压控制模式中操作。在此模式中，电阻器R21串联连接到齐纳二极管ZD1。所述串联连接是连接于差分放大器U4A的输出与正电池电压Vb +之间。由于继电器RLY1断开，因此不存在从高频率充电器22到电池的电流，放大器U4A(图3C)的电压为低的，此致使二极管D10关断。因此，仅电阻器R21感测电压Vin且通过ZD1将电压反馈信号施加到光学耦合器U2。无论何时Vin电压高于预定值(举例来说，16.2V)时，齐纳二极管ZD1将接通，此又接通调整PWM控制器42的FB引脚处的电压的光学耦合器U2。以此方式，Vin电压维持于预定值处，所谓的电压控制模式。当继电器RLY1闭合时，充电电流流动到正电池端子Vb+且从负电池端子Vb-返回。电流感测电阻器R11A及R11B感测充电电流且通过由电阻器R22及电容器C19组成的RC滤波器将电流信号发送到放大器U4A的非反相引脚3。放大器U4A将引脚3处的充电电流信号与在U4A的反相输入引脚2处设置的目标充电电流进行比较，所述目标充电电流来自从微控制器32穿过连接器CN1、由电阻器R27及R50以及电容器C3组成的RC滤波器的标记为“PWM Ctr”的信号。如果U4A的引脚3处的充电电流信号高于U4A的引脚2处的由微控制器32设置的目标充电电流，那么U4A的引脚1处的输出电压变高，二极管D10接通，此又调整PWM控制器42的FB引脚处的电压。因此，当充电器处于电流控制模式中时，充电电流维持于由微控制器32设置的目标充电电流处。由于12V电池的电压低于通过电压控制模式决定的预定电压Vin，因此电压控制模式在电流控制模式期间不作用。电容器C10也连接到PWM控制器U1的反馈引脚FB以用于电压稳定化。
PWM控制器42根据其FB引脚处的电压电平具有两种不同操作模式。其为“绿色模式”及“正常模式”。当PWM控制器42的FB引脚处的电压落在特定范围(举例来说，2.2伏特～2.8伏特)内时，PWM控制器进入“绿色模式”。在绿色模式内，由于充电负载下降，PWM控制器的操作频率随FB处的电压增加而线性地下降。因此，开关FET Q1、变压器T1及输出二极管D6处的电力损耗随PWM频率增加而下降，且其在轻负载条件下导致较高效率。随充电负载增加，PWM控制器的FB引脚处的电压降低。当FB引脚处的电压下降到低于PWM控制器42所规定的特定电压(举例来说，2.2伏特)时，PWM控制器42进入到“正常模式”中，此意味着PWM控制器将在电阻器R18所预定的最大操作频率下工作。
电容器C19(图3C)连接到差分放大器U4A的非反相输入端子及接地OGND以对来自充电电流信号的噪声进行滤波。另一电容器C9连接于差分放大器U4A的反相端子与输出之间且形成用于使差分放大器U4A的输出电压稳定的负反馈环路。
PWM控制器U1的电力供应端子Vcc(图3B)通过一对串联连接的电阻器R6及R9以及电容器C8跨越桥式整流器的输出而连接。PWM控制器U1上的接地端子GND连接到正侧接地PGND。电阻器R18连接到PWM控制器U1的Rl引脚以形成恒定电流源且确定标称切换频率。电流感测引脚CS通过电阻器R17(其通过FET Q1连接到回扫绕组W3的正极性侧)感测跨越电阻器R19A及R19B的电压以用于过电流保护。电阻器R17与电阻器R15形成分压器。CS引脚还通过电容器C11连接到接地PGND。栅极驱动引脚GDR通过电阻器R13及并联二极管D9连接到开关Q1的栅极。
低电压操作
混合式电池充电器20允许低至非常低电池电压(举例来说，低至1.0伏特DC)的正常操作。特定来说，微控制器32(图4B、4C、4E及4F)的电力供应电压衍生自识别为Va(图3C)的电压。在电池被深度放电时(举例来说，低至1伏特DC)的条件期间，经放电电池基本上使次级绕组W5短路且耗散存储于变压器中的能量。在次级绕组被短路时的条件期间，偏置绕组W3也将有效地被短路，这是因为其具有与次级绕组W5相同的极性。
通常，微控制器32(图4B、4C、4E及4F)的电压供应Va将通常通过二极管D7(图3C)从次级绕组W5供电。当次级绕组W5被经深度放电电池短路时，电压Va变得太低而不能维持微控制器32的3.3伏特DC供应电压以致使微控制器32(图4B、4C、4E及4F)可能不规律地执行。出于相同原因，偏置绕组W3无法维持电容器C8上的足够高的电压，此致使PWM控制器U1也不能正常得操作。
为了解决此问题，具有与绕组W3及W5相反的极性的一对偏置绕组W2及W4用于在电池被深度放电时的条件期间将恰当电力供应电压提供到微控制器32(图4B、4C、4E及4F)及PWM控制器U1(图3B)。特定来说，绕组W3(图3C)连接到将耦合到PWM控制器U1的电力供应引脚VCC的二极管D5(图3B)及串联耦合的电阻器R4。类似地，绕组W2耦合到也耦合到PWM控制器U1的电力供应引脚VCC的电阻器R35及二极管D13。PWM控制器U1的电力供应引脚VCC通过电容器C8耦合于一对串联耦合的电阻器R6及R9与接地之间。在变压器T1的次级绕组W5被短路时的条件期间，偏置绕组W2及W4仍从初级绕组W1得到电力，使得PWM控制器U1及微控制器32可保持正常地工作。
在PWM驱动脉冲变高的时间期间，FET Q1接通，从而将初级绕组W1的非点端子连接到电容器C2处的正DC电压轨。此致使电流从绕组W1的非点端子流动到点端子，此又诱发分别在绕组W2、W3、W4及W5处从非典端子流出的电流。考虑到每一绕组处的二极管的极性，仅分别连接到绕组W2及W4的二极管D13、D14及D16将接通以使得能够将电容器C8、C7及C20充电。分别连接到绕组W3及W5的二极管D5及D6将关断。绕组W2及W4是所谓的“前向绕组”，而绕组W3及W5称为“回扫绕组”。由于二极管D5及D6关断，因此所诱发能量将在FET Q1接通的周期期间存储于回扫绕组W3及W5中。当PWM控制器U1关断驱动脉冲时，FET Q1将关断，从而将Q1与电容器C2处的DC电压断开连接。因此，前向绕组W2及W4也将丢失电力，且二极管D13、D14及D16将关断。与此同时，在FET Q1接通期间存储于回扫绕组W3及W5中的能量将迫使二极管D5及D6前向偏置且接通所述两个二极管，因此分别将充电电流提供到电容器C8及C4。总之，在一个PWM循环中，在PWM驱动脉冲高期间，PWM控制器U1通过电阻器R35、二极管D13及电容器C8以及到控制电路的偏置源Va从绕组W2得到电力。微控制器32通过二极管D14、电阻器R7及电容器C7从绕组W4得到电力。在PWM驱动脉冲低期间，PWM控制器U1通过二极管D5、电阻器R4及电容器C8从绕组W3得到电力；而偏置源Va通过二极管D6、电阻器R26、二极管D7及电容器C7从绕组W5得到电力。因此，存在分别用以将电力馈送到PWM控制器U1及偏置电力Va的两个路径。因此，甚至在高频率充电器22被经深度放电电池短路(此意味着PWM控制器U1及偏置电力Va将丢失分别通过绕组W3、二极管D5、电阻器R4及电容器C8及通过绕组W5、二极管D6、电阻器R26、二极管D7及电容器C7的一个电力路径)时，但其仍可从另一路径得到电力且保持正确地工作。
运算放大器U4A提供电流限制。换句话说，在电池被深度放电时的条件期间，运算放大器U4A通过二极管D10及电阻器R14将高信号输出到光学耦合器U2。如果到电池的充电电流超出由微控制器32设置的值，那么PWM控制器U1的电压FB引脚将减小PWM工作循环，且所述充电电流限制于设置值。
如图4A中所展示，电压Va用于产生用于微控制器32(图4B、4C、4E及4F)的3.3伏特DC供应电压。常规U3的电压由电阻器R53及R56控制。在此情形中，调节器U3产生施加到微控制器32(图4B、4C、4E及4F)的VDD输入的3.3伏特。电压Va(举例来说，15伏特DC)施加到晶体管Q6(图4A)的射极。偏置电阻器R26连接于晶体管Q6的基极与射极之间。晶体管Q6在晶体管Q11的控制下，晶体管Q11又通过电流限制电阻器R34(图4A)及负载电阻器R31在微控制器32(图4B、4C、4E及4F)的控制下。在正常操作期间，LED显示器D3及大多数LED(LED7到LED1717)关断。为了节省能量消耗，微处理器PC1关断晶体管Q11及Q6，接着电压调节器U3仅通过电阻器R27连接到Va。由于电阻器R27的值(举例来说，1KΩ)相对高，因此其限制到电压调节器U3的电流，此又节省能量消耗。当用户希望接通LED显示器D3及其它LED时，按下开关SW3或SW4。微处理器PC1需要来自3.3V电压调节器U3的更多电力来如此进行。如果3.3V调节器U3仍仅从电阻器R27得到电力，那么所述电力将不足以供应微处理器PC1及其它LED。当微处理器PC1检测到开关SW3或SW4被按下时，其接通晶体管Q11(图4B、4C、4E及4F)。晶体管Q11(图4A)又接通晶体管Q6，因此将电压Va连接到电容器C7。现在电压Va不仅通过电阻器R27而且还通过其值比电阻器R27小得多的电阻器R32施加到可调整精密分路调节器U3。因此，电压常规U3从Va得到更多电力以满足到微处理器PC1及LED的更多电力的需要。
回扫变压器构造
如上文所提及，回扫变压器T1包含一对偏置绕组W2及W3以及偏置绕组W4。这些绕组用于在电池电压相对低(举例来说，1.0伏特DC)时的条件期间将电力提供到微控制器32以及PWM控制器U1。如下文所论述，如下文所陈述识别绕组。
绕组 名称 类型
1/2W1 NP1 初级
W2 NP3 初级/偏置
W3 NP4 初级/偏置
W4 NS1 次级/偏置
W5 NS2 次级
1/2W1 NP2 初级
图8A及8B中图解说明回扫变压器T1的示范性构造图式。首先参考图8A，回扫变压器T1可包含两个(2)初级绕组NP1及NP2，两个偏置绕组NP3及NP4以及两个(2)次级绕组NS1及NS2。偏置绕组NP4首先以多股电线缠绕于绕线管的一端处以在一层中覆盖绕线管的全缠绕宽度，因此此偏置绕组作为屏蔽层工作以改进EMC性能。另外，主要初级绕组接下来且在相反缠绕方向上缠绕到此回扫偏置绕组NP4。其进一步改进EMC性能。由于此偏置绕组NP4为最接近于变压器T1的铁氧体芯的绕组且充当ECM屏蔽件，因此其阻挡在初级绕组W1中形成的噪声到达变压器芯，此又减小EMC噪声。此外，初级绕组W1的最噪杂端子2布置到连接到接地PGND(图3B、3C)的最安静端子5的经缠绕面，此进一步改进EMC性能。所有绕组均以极性缠绕，如图8A中所展示。在此情形中，初级绕组W1***成两部分(NP1及NP2)，此将在接下来的章节中详细地解释。特定来说，一个绕组NP3以与初级绕组W1相同的极性连接，且另一绕组NP4以相反极性连接。类似地，次级绕组NS2以与初级绕组W1相同的极性连接，且另一次级偏置绕组NS2以相反极性连接。此配置允许初级偏置绕组NP3及NP4以及次级偏置绕组NS2即便在电池电压较低的情况下仍分别将充足电压供应到PWM控制器U1及微控制器。
图8B中展示绕组图式，其图解说明绕线管上的绕组的示范性配置。如所展示，初级绕组W1***成两部分(NP1及NP2)。次级绕组NS1夹在半初级绕组NP1与另一半初级绕组NP2之间。以此方式，初级绕组W1与次级绕组NS1之间的泄漏电感大大减小，此又减小在FET Q1关断时到FET Q1的电压尖峰。绝缘带可安置于绕组NP3与次级绕组NS1及NS2之间。次级绕组NS1及NS2分别连接于9与10及9与7之间。绝缘带安置于初级绕组NP1与偏置绕组NP4之间。
针对初级绕组NP1及NP2以及偏置绕组NP3及NP4使用电磁线。针对次级绕组NS1及NS2使用三重绝缘电线。下文陈述对变压器T1的说明。
材料列表
·铁氧体芯
·绕线管
·电磁线
·三重绝缘电线
·绝缘带
绕组说明
·NP4：9匝4×#32电磁线(4×＝4个并联电线)，一层，在远侧6处开始→5。
·NP1：27匝2×#29电磁线，两层，开始2→3。
·NS1：9匝2×#22三重绝缘电线，两层，开始10→9。
·NP2：27匝2×#29电线，两层，开始3→1。
·NS2：4匝1×三重绝缘电线，一层，产开，开始9→7。
·NP3：4匝1×#32电磁线，在与NP3相同的层上，开始5(远侧)→4。
微控制器控制
微控制器32(图4B、4C、4E及4F)可为第STM8S003K3T6号模型微控制器，其可从意法半导体公司(STMicroelectronics)以8千字节快闪存储器、1千字节RAM及128字节EEPROM购得。微控制器32分别通过多个晶体管Q10、Q9及Q7以及偏置电阻器R33、R30及R28控制三个数字显示器D3(图4c)。晶体管Q10、Q9及Q7在MUX信号MUX 3、MUX2及MUX1的控制下，所述MUX信号连接LED的阳极，从而使显示器形成为3.3伏特DC。形成显示器的LED的阴极分别通过电阻器R38、R39、R40、R41、R42、R43、R44及R45连接到微控制器32上的输出端口PD7、PD6、PD5、PD4、PD3、PD2及PD0。这些输出端口PD7、PD6、PD5、PD4、PD3、PD2及PD0控制LED显示器的操作。
微控制器32还控制如图4D中所展示的若干个LED。举例来说，微控制器32通过晶体管Q8、偏置电阻器R25及输入电阻器R29控制以下LED：LED7、LED8、LED9、LED10、LED11、LED12及LED13。来自微控制器32的MUX4信号施加到输入电阻器R29以将3.3伏特DC电压连接到LED7、LED8、LED9、LED10、LED11、LED12及LED13的阳极。LED7、LED8、LED9、LED10、LED11、LED12及LED13的阴极分别通过电阻器R38、R39、R40、R41、R42、R43及R44连接到微控制器32上的输出端口PD7、PD6、PD5、PD4、PD3、PD2及PD0。这些端口PD7、PD6、PD5、PD4、PD3、PD2及PD0控制LED7、LED8、LED9、LED10、LED11、LED12及LED13的操作。
微控制器32还控制以下LED：LED14(图4F)、LED18及LED16。这些LED通过晶体管Q12、Q13及Q14、负载电阻器R48、R49及R51以及输入电阻器R50、R52及R36连接到所述微控制器上的输出端口PC3、PC2及PC1。类似地，微控制器32控制以下LED：LED17及LED15。3.3伏特DC电压分别通过一对电阻器R46及R47连接到LED(LED17及LED15)的阳极。LED(LED17及LED15)的阴极分别施加到输出端口PB4及PB5。
微控制器32还监测各种开关，例如开关SW3(图4A)及SW4。这些开关SW3及SW4分别连接于接地与输出端口PB3(图4E)及PB2之间。
经比例缩放量的电池电压施加到微控制器32的输入端口PB0。所述电池电压是通过由电阻器R35及R54形成的分压器比例缩放的。二极管D4连接于电阻器R35及R54与3.3伏特DC之间。二极管D5与电阻器R54并联连接。端口PB0处的此模拟电压接着由微控制器32板上的模/数转换器转换为数字值。当电池电压的经比例缩放值超过3.3伏特时，二极管D4导电，使得经比例缩放电压箝位于3.3伏特以便保护端口PB0免受过电压损坏。二极管D5用以在反极性电池连接到充电器电路时保护端口PB0免受损坏，其还保护微处理器免受静电放电损坏。
接地引脚VSS通过电容器C8连接到复位引脚NRST且连接到数字接地。所述复位通过3.3伏特DC电压及上拉电阻器R37保持于高逻辑状态中。VDD引脚为数字电力供应引脚。3.3伏特DC电压施加到VDD引脚。连接于VDD引脚与数字接地之间的电容器C9使到微控制器32的输入电压稳定。电容器C10连接于调节器电容器引脚Vcap与数字接地之间。微控制器32的编程是通过SWIM端口PD1。
下表中陈述由微控制器34产生的输出控制信号。
信号名称 端口 引脚数目
MUX3 PA3 7
MUX4 PF4 8
FAN Ctr PB6 10
Relay Ctr PC6 23
Phase Ctr. PC5 22
PWM Ctr. PC4 21
下表中陈述到微控制器32的输入。
信号名称 端口 引脚数目
Current PB1 15
Zero Crs PE5 17
Battery Voltage PB0 16
微控制器32(图4B、4C、4E及4F)与电子电路之间的连接是通过10引脚连接器CN1(图3G)及CN2(图4A)。
微控制器32(图4B、4C、4E及4F)具有多个低电力模式。举例来说，微控制器32可具有如下文所陈述的等待、作用停止及停止低电力模式。对于意法半导体公司模型STM8S003K3T6微控制器，在其STM8S003K3/STM8S003F3应用数据单DOCID018576修订版3中定义这些模式：
·等待模式：在此模式中，CPU停止，但***装置保持运行。通过内部或外部中断或复位执行唤醒。
·其中调节器接通的作用停止模式：在此模式中，CPU及***装置时钟停止。由自动唤醒单元(AWU)以可编程间隔产生内部唤醒。主要电压调节器保持开启电源，因此电流消耗高于在其中调节器关断的作用停止模式中，但唤醒时间较快。通过内部AWU中断、外部中断或复位触发唤醒。
·其中调节器关断的作用停止模式：此模式与其中调节器接通的作用停止相同，只是主要电压调节器被关闭电源，因此唤醒时间较慢除外。
·停止模式：在此模式中，微控制器使用最少电力。CPU及***装置时钟停止，主要电压调节器被关闭电源。通过外部事件或复位触发唤醒。
另一重要特征为将微控制器32(图4B、4C、4E及4F)置于停止或睡眠模式中的能力。在此模式中，微控制器32消耗最少量的电力。微控制器32可通过应用复位而唤醒。此可通过借助连接器J2(图4B)将信号施加到到NRST引脚而进行。可使用开关按压来叫醒微控制器32。替代地，可使用来自内部时钟定时器的信号。
微控制器32由微控制器32上的SWIM引脚(图4C)编程。微控制器32上的SWIM引脚连接到管座J2上的SWIM引脚3。
风扇控制
为了提供对电池充电器20的冷却，可提供风扇M2(图3D)。风扇M2可为通过晶体管Q7连接到Vin及接地OGND的12伏特DC风扇。Fan Ctr信号通过输入电阻器R48施加到晶体管Q7的输入。在Fan Ctr.信号较高的任何时间，风扇M2被接通。二极管D20跨越风扇M2而连接以保护晶体管Q7免受在通过提供穿过二极管D20及电动机M2的电流路径而切断电动机M2时产生的后EMF损坏。
软件控制
图7A到7L中图解说明示范性软件控制图。图7A中图解说明主要循环。框100图解说明混合式充电器20的初始化。在混合式充电器20开启电源时，***被初始化。初始化包含设置输入/输出端口，将模/数转换器初始化，起始时钟及监控软件定时器及将中断及***变量初始化。在初始化之后，在步骤120中进行老化测试。老化测试需要模拟电池充电达预定时间周期(举例来说，20到30分钟)以便筛选出在出场测试期间未检测到的问题。
在老化步骤之后，***进入包含步骤120到136的循环120。在将电池充电时不断地重复这些步骤120到136。
最初，在步骤124中对监控软件定时器进行复位。接下来，在步骤126中，由微控制器32读取充电速率开关SW3(图4)及电池类型开关SW4以确定选定电池类型及选定充电速率。接下来，在步骤124中，从端口PB0读取电池电压。在于步骤124中读取电池电压之后，在步骤130中，***检查电池连接。电池连接基于在步骤124中读取的电池电压。如果电池电压大于预定值(举例来说，0.2伏特DC)，那么***假设电池连接到电池充电器输出端子Vb+及Vb-25。如果电压小于0.2伏特DC，那么***假设无电池被连接且***循环回到步骤124并且再次读取电池电压。***将在步骤128与130之间循环直到读取至少0.2伏特Dc电压。一旦***确定电池连接到电池充电器输出端子Vb+及Vb-，***便进行到在步骤132中的充电处置程序且将电池充电。如框132中所指示，图7A到7J中图解说明充电处置程序。在执行充电器处置程序例程之后，在步骤134中，***通过以下方式确定电池充电的状态：测量电池电压及充电电流且将其与电压及电流标称充电曲线(举例来说，如图2及3中所图解说明)上的值进行比较以确定电池的所述曲线上的电流点且使用所述点来确定电池充电完成的百分比。一旦确定电池充电百分比，便在步骤136中，通过显示器处置程序将其显示于显示器D3(图4)上，且LED17经照明以指示正显示电池充电完成百分比。
如上文所提及，图7A到7J中图解说明充电处置程序。最初参考图7B，充电处置程序在初始状态中。在初始状态INIT_state中，关断三端双向可控硅开关Q4(图3F)或替代地SCR Q4及Q8(图5)。关断LED(LED 7到LED18)(图4)。还关断风扇M2。***接着切换到CHECK_BATT状态，如图7B中所图解说明。
翻到图7B，一旦***进入CHECK_BATT状态，便在步骤140中，检查电池电压以确定其是否大于(举例来说)0.2伏特DC。通过主要循环的每一循环，在预定时间周期(举例来说，3秒)期间测量电池电压。因此，通过主要循环的每一循环，将总充电定时器或3秒定时器初始化。如果电池电压小于(举例来说)0.2伏特DC，那么将3秒定时器复位且***退出，此指示未附接电池。如果电池电压大于0.2伏特DC，那么***假设电池连接到电池充电器且照明经连接LED14。如果电压等于或大于(举例来说)17.0伏特DC(如框144所指示)，那么***假设电池完全充电且在步骤142中将3秒定时器复位并且接着退出且照明经充电LED16。替代地，如果电池电压小于17.0伏特DC，那么***在步骤146中检查以确定3秒定时器是否已期满，3秒定时器期满指示将起始通过主要循环的新循环。如果3秒定时器未期满，那么***进行到步骤148且接通充电LED18(图4)，通过可在微控制器32的PB6端口(图4)处获得的Fan Ctr.信号接通风扇M2(图3)。电池电压保存为可变Vorg。***还将总充电定时器(即，3秒定时器)清零且设置如由开关SW3(图4A)设置的适当充电。
开关SW3可选择三个不同充电速率(即，SLOW、MEDIUM及FAST充电速率)以及START(其指启动电流)。如果选择FAST充电速率，那么高频率充电器电路22(图1)及线性电池充电器电路24两者均并联连接到电池端子25。假设线性电池充电电路24可产生示范性10安培DC且高频率电池电路可产生示范性2安培DC，那么在此模式中可将全12安培DC递送到电池，此恰巧定义上文所论述的第四操作模式。
在此模式期间，继电器触点RLY1闭合，从而将高频率充电器电路22连接到电池充电器输出端子25。在此模式中，微控制器32提供控制晶体管Q5的控制信号“RelayCtr.”，所述晶体管又控制继电器RLY1以便在此模式期间将线性充电器电路24连接到电池充电器输出端子25。
在FAST充电速率或第四操作模式期间，微控制器32在适当时间将“Phase Ctr.”信号发送到三端双向可控硅开关Q4(图3F)或替代地SCR Q4及Q8(图5)以将恰当充电电流供应到待充电的电池。
如果开关SW3(图4)选择MEDIUM充电速率，那么仅线性充电器电路24用于将连接到电池充电器输出端子25的电池充电。在上文识别为第二模式的此模式期间，仅线性电池充电器电路24连接到电池充电器输出端子25。高频率电池充电器电路22通过继电器触点RLY1在继电器RLY1的控制下与电池充电器输出端子25断开连接，所述继电器又在晶体管Q5的控制下。晶体管Q5又由来自微控制器32的信号“Relay Ctr.”控制。在此模式期间，线性电池充电电路24将电池充电电流提供到待充电的电池，如上文所提及。
如果选择SLOW充电速率，那么在上文识别为第三操作模式的此操作模式期间仅高频率充电器电路22连接到电池充电器输出端子25。在此操作模式期间，三端双向可控硅开关Q4(图3F)或替代地SCR Q4及Q8(图5)关断，从而将线性电池充电电路24与电池充电器输出端子25断开连接。继电器触点RLY1以上文所论述的方式闭合，从而将高频率充电器电路22连接到电池充电器输出端子。
如果开关SW3选择START速率，那么线性电池充电电路24在微控制器32(图1)的控制下以上文所提及的方式连接到电池充电器输出端子25以在微控制器32的控制下提供启动电流(举例来说，75安培DC)达预定时间(举例来说，5秒)。在此模式期间，继电器触点RLY1可断开以在此模式期间将高频率充电器24与电池输出端子25断开连接。
一旦选择充电速率，***便进行到适当充电算法(如上文所提及)且照明适当充电速率LED。LED7对应于慢充电速率。LED8对应于中等充电速率，而LED9对应于快充电速率。LED10对应于启动电流。
***还相对于电池类型检查开关SW4的位置。取决于开关SW4的位置，将照明对应于选定电池类型的LED。LED12对应于AGM电池，而LED13适用于GEL电池。***接着进行到START_CHARGE状态，如图7D中所图解说明。
为了改进混合式充电器、线性电池充电电路24及高频率电池充电器电路22的总体效率，***利用其中这些充电器电路最高效(举例来说，当存在以下示范性条件中的一或多者时)的条件：
·电池汲取的充电电流高于示范性预定值(举例来说，约7安培DC)；
·电池电压低于特定值(举例来说，13.2伏特DC)，及
·电压的改变速率(dV/dt)低于预定值(举例来说，约0.1V/小时)。
在线性电池充电器电路24正在使用中(单独或连同高频率充电器电路22一起)时的条件(即，FAST及MEDIUM充电速率条件)期间，***监测各种参数，例如电池电压、充电电流及电压相对于时间的改变速率dV/dt。举例来说，如果这些参数中的任何参数满足或超过上文所提及的值，那么线性电池充电电路24被切断(如上文所提及)且充电通过高频率充电电路22继续以改进混合式充电器的效率。翻到图7D，针对选定充电速率，在步骤150中，读取电池电压且读取到线性充电器24的PWM工作循环以将充电电流调节为选定充电速率。最初，在步骤152中，起始第一定时器(举例来说，1分钟定时器)。在此分钟期间，恒定充电电流施加到电池且***检查以找出“硫化”条件。已知电池硫化在电池将不接受电荷时发生。如此，在第一分钟期间，在步骤154中，将电池充电电流限制于相对低值(举例来说，1安培DC)。在以恒定电流将电池充电达短时间周期之后，***检查电池电压以确定其是否已增加。如果否，那么***假设电池在步骤156中硫化且在步骤158中切换到脱硫模式并且退出。替代地，如果电池电压在低电平充电期间增加，那么***假设电池未硫化，***退出。在第一定时器超时之后，***在步骤160中检查电池电压是否大于预定电压(举例来说，10伏特DC)。如果电池电压小于预定电压。如果否，那么***在步骤162中检查第二定时器(举例来说，120分钟定时器)以确定电池是否以有限充电电流充电及第二定时器是否超时以及电池电压是否仍<10伏特DC。如果如此，那么***在步骤164中进行到中止状态。如果第二定时器未超时，那么***退出。
如果在步骤160中电池电压经确定为>10伏特DC，那么***进行到步骤166(图7E)。在步骤166中，***检查电池电压以确定电池电压是否处于其标称电平。如果如此，那么***进行到步骤168。在步骤168中，***保存PWM工作循环且设置第三定时器(举例来说，60分钟定时器)，并且从恒定电流模式切换到恒定电压模式。在恒定电压模式期间，***监测充电电流改变速率di/dt且进行到di/dt状态。
替代地，如果***在步骤166中确定电池电压不处于其标称值(Vfinish)，那么***在步骤170中检查电池电压是否>第一预定值(举例来说，14.2伏特)。如果电池电压大于预定电压，那么在步骤172中以周期性间隔检查电池电压(举例来说，每30分钟)。在每一间隔之后，***在步骤174中检查电池电压是否已改进。如果否，那么***在步骤176中检查电池电压是否已下降到低于第二预定值(举例来说，14.7伏特DC)。如果否，那么在步骤178中，***将可变Vfinish设置为预定值。保存工作循环且设置第三定时器。***还切换到di/dt状态，如图7F中所图解说明。
如果在步骤170中确定电池电压小于第一预定值(例如，14.2伏特)，那么***在步骤180中以预定间隔(举例来说，每120分钟)检查电池电压。在每一间隔之后，在步骤182中检查进度。如果存在进度，那么***退出且进行到di/dt状态。如果不存在进度，那么***进行到步骤184，其与步骤178相同。
图7F中图解说明di/dt状态。最初，在步骤186中，以Vfinish调节电池电压。通过检查充电电流的脉冲宽度确定di/dt以便以Vfinish调节电池电压。如此，***在步骤188中检查新工作循环(DC)是否<旧工作循环。如果否，那么***在步骤190中检查新工作循环是否>大于旧工作循环+预定值(举例来说，10)。如果否，那么***在步骤192中检查第三定时器(即，30分钟定时器)是否已超时。如果***在步骤192中确定第三定时器未超时，那么***退出且进行到MAINT_State。如果第三定时器已超时，那么***进行到步骤194。在步骤194中，关断充电LED18(图4)且接通经充电LED16。另外，***进行到MAINT_State。
还使用在恒定电压模式中的工作循环来确定热散逸条件。特定来说，如果在步骤190中确定新工作循环>旧工作循环+预定数(即，10)，那么***在步骤196中假设热散逸条件。在此条件期间，***关断充电LED18(图4)且接通经充电LED16。***接着进行到MAINT_State。
在步骤188中，如果***确定新工作循环小于旧工作循环，那么***在步骤198中设置旧工作循环变量旧DC等于新工作循环变量新DC。***进行到步骤200且检查充电电流。图2及3中图解说明示范性充电曲线。如这些图上所展示，最小充电电流为大约0.4安培DC。***将充电电流与最小已知充电电流进行比较以确定充电电流是否等于或小于最小充电电流。如果充电电流<已知最小充电电流，那么***假设电池被完全充电且进行到步骤194。如果充电电流不<最小电流，那么***退出且进行到MAINT_State。
图7G中图解说明MAlNT_State。在此状态期间，在步骤202中通过将小维护充电电流施加到电池而以VMAINT调节电池电压。在步骤204中，***检查维护充电电流是否大于或等于预定值(举例来说，1.0安培DC)。如果否，那么***退出且进行到MAINT2_state。如果充电电流大于预定值，那么***进行到步骤206。在步骤206中，***起始第四定时器(举例来说，12小时定时器)且进行到MAlNT2_state。
图7H中图解说明MAINT2_state。在步骤208中，***继续通过施加维护充电电流而以VMAINT调节电池电压。在步骤210中，***测量充电电流以确定其是否大于或等于预定值(举例来说，1安培DC)。如果维护充电电流经确定大于或等于预定值，那么***将维护充电电流限制于预定值(即，1安培DC)。***继续以有限维护充电电流将电池充电直到第四定时器(即，12小时定时器)超时为止，如在步骤214中所确定。如果第四定时器未超时，那么***退出且进行到脱硫状态。如果第四定时器已超时，那么***在步骤216中进行到中止状态。
图7I中图解说明脱硫状态。最初，在步骤218中，***检查第四定时器以确定是否已过去(举例来说)10小时以上。如果已过去10小时以上，那么***切换到中止状态。如果未过去10小时以上，那么在步骤220中将充电电流限制于第二预定值(举例来说，3安培DC)。接下来，***检查电池电压是否小于预定值(举例来说，13.8伏特DC)。如果电池电压>预定值，那么***退出且进行到中止状态。替代地，如果电池电压<预定值，那么***进行到步骤224。在步骤224中，关断充电LED18(图4)且将第四定时器(例如，12小时定时器)复位。***返回到图解说明于图7D及7E中的Start_Charge状态。
图7J中图解说明Abort_state。在此状态中，关断三端双向可控硅开关Q4(图3)或替代地SCR Q4及Q8(图5)。另外，关断充电LED18及经充电LED16。
图7K中图解说明Phase Ctr.PWM(图3)的定时器中断服务例程。中断服务例程用于周期性地确定充电电流的工作循环。最初，在步骤230中将所有Phase Ctr.PWM中断清零。
微控制器32(图4B、4C、4E及4F)产生Phase Ctr.PWM中断以便感测充电电流的工作循环。假设线性充电器24(图3F)接通，微控制器32通过测量充电电流脉冲列的脉冲持续时间及频率而获得工作循环。工作循环为脉冲持续时间与脉冲周期的比率。脉冲周期为1/脉冲频率。工作循环是就定时器的计数或计时确定。
在步骤232中，将可变Phase Ctr.PWM设置为等于总Phase Ctr.PWM计数减工作循环，如测量。在步骤234中，使可变Phase Ctr.PWM计数递增1。如果Phase Ctr.PWM计数不小于总计数(如在步骤234中所测量)，那么***假设电池被充电且进行到步骤242，并且关断三端双向可控硅开关Q4(图3F)或SCR Q4及Q8(图5)。替代地，如果Phase Ctr.PWM计数小于总Phase Ctr.PWM计数，那么***进行到步骤238以确定PhaseCtr.PWM计数是否大于低工作循环LDC，***假设电池未被完全充电。如此，在步骤240中，***接通三端双向可控硅开关Q4(图3)或替代地SCR Q4及Q8(图5)。
图7L图解说明用于控制三端双向可控硅开关Q4(图3)或替代地SCR Q4及Q8(图5)的零交叉中断服务例程，如上文所论述。在每一零交叉处，三端双向可控硅开关Q4或替代地SCR Q4及Q8关断，如在步骤242中所指示。接着，在步骤244中，将PhaseCtr.计数器复位。
显然，依据上文教示可对本发明做出许多修改及变化。因此，在所附权利要求书的范围内应理解，可以除上文所具体描述的方式之外的其它方式来实践本发明。
主张且期望受美国专利证书保护所附权利要求书。

Claims (23)

1.一种混合式电池充电器，其包括：
线性充电器电路，其用于选择性地在一或多种操作模式期间将电池充电；及
高频率充电器电路，其用于选择性地在一或多种操作模式期间将所述电池充电；
一组输出端子，其连接到所述线性充电器电路及所述高频率充电器电路，所述输出端子用于连接到待充电的电池；及
控制电路，其用于选择性地将所述线性电池充电器电路及高频率充电器电路中的一者或另一者连接到所述组输出端子。
2.根据权利要求1所述的混合式电池充电器，其中所述控制电路进一步经配置以同时将所述线性电池充电器电路及高频率充电器电路两者连接到所述组输出端子。
3.根据权利要求1所述的混合式电池充电器，其中所述混合式电池充电器包含至少三种操作模式。
4.根据权利要求3所述的混合式电池充电器，其中在第一操作模式中，所述线性电池充电器电路将启动电流提供到所述组输出端子。
5.根据权利要求5所述的混合式电池充电器，其中在第二操作模式中，所述线性电池充电器电路将充电电流提供到所述组输出端子。
6.根据权利要求6所述的混合式电池充电器，其中在第三操作模式中，所述高频率电池充电器电路将充电电流提供到所述组输出端子。
7.根据权利要求6所述的混合式电池充电器，其进一步包含其中所述线性充电器电路及所述高频率充电器电路两者同时将充电电流提供到所述输出端子的第四操作模式。
8.根据权利要求1所述的混合式电池充电器，其中所述混合式电池充电器经配置以在一或多个预定条件期间，在使用所述线性充电电路来将连接到电池端子的电池充电时切断所述线性充电电路，且允许所述高频率电池充电器电路继续将连接到其输出端子的所述电池充电。
9.根据权利要求8所述的混合式电池充电器，其中所述预定条件中的一者涉及电池电压。
10.根据权利要求9所述的混合式电池充电器，其中所述预定条件中的一者涉及在所述电池电压低于13.2伏特时的条件。
11.根据权利要求8所述的混合式电池充电器，其中所述预定条件中的一者涉及电池电压改变速率dV/dt。
12.根据权利要求11所述的混合式电池充电器，其中所述预定条件中的一者涉及在所述电池电压改变速率低于0.1伏特/小时时的条件。
13.根据权利要求8所述的混合式电池充电器，其中所述预定条件中的一者涉及所述充电电流。
14.根据权利要求13所述的混合式电池充电器，其中所述预定条件中的一者涉及在所述充电电流高于7安培DC时的条件。
15.根据权利要求1所述的混合式电池充电器，其中所述控制电路包含微控制器，且所述控制电路经配置以在低至1.0伏特DC电池电压的低电压条件中将标称电力提供到所述微控制器。
16.根据权利要求15所述的混合式电池充电器，其中所述高频率充电电路包含回扫变压器，且所述控制电路包含在所述变压器的初级及次级上的一组偏置绕组，所述组偏置绕组用于在所述低电压条件期间将电力提供到所述PWM控制器及微控制器。
17.一种回扫变压器，其包括，
芯；
绕线管，其相对于所述芯而安置；
至少一个初级绕组，其缠绕到所述绕线管上；
一对偏置绕组，其呈相反极性，形成为初级绕组；与所述至少一个初级绕组绝缘；及
一对次级绕组，其呈相反极性。
18.根据权利要求17所述的回扫变压器，其中所述偏置绕组被形成为具有相反极性。
19.一种用于将电池充电的高效方法，所述方法包括：
用线性电池充电器电路将电池充电；
监测与所述电池的所述充电相关联的一或多个参数；及
依据所述一或多个参数，关断所述线性电池充电电路且通过高频率电池充电器电路继续将所述电池充电。
20.根据权利要求18所述的方法，其中所述一或多个参数包含充电电流。
21.根据权利要求18所述的方法，其中所述一或多个参数包含电池电压改变速率。
22.根据权利要求18所述的方法，其中所述一或多个参数包含充电电流改变速率。
23.一种用于保护连接到具有变压器的电池充电器的电池的方法，所述变压器具有初级及次级绕组，所述初级绕组通常在120伏特AC电力供应丢失时的条件期间耦合到所述120伏特AC电力供应，所述方法包括以下步骤：
(a)由所述变压器的次级绕组感测所述120伏特AC电力供应；及
(b)向微控制器告知：所述120伏特AC电力丢失。
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